1、新型双工技术研究报告2022 年年 11 月月 版权声明版权声明 Copyright Notification 未经书面许可 禁止打印、复制及通过任何媒体传播 2022 IMT-2030（6G）推进组版权所有 第1页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 前言 前言 在 IMT-2020 及 IMT-2030 推进组的统一安排下，新型双工专题工作组集中全国科研力量，输出技术文稿 60余篇。在各成员单位历次会议提交的文稿，以及 2017年形成的总结报告基础上，结合近期总结提炼形成了 2022 年新型双工技术研究总结报告，期望各成员单位携手努力，为 IMT

2、-2030 技术框架贡献更多创新思想。新型双工技术报告目前主要以同时同频全双工技术为代表，从应用场景、物理层关键技术、组网技术与原型验证四个方面对全双工专题工作进行了总结，给出了目前全双工技术发展的现状和趋势，并提出该技术所面临的难题与未来工作的考虑。应用场景方面，全双工技术可以很好地应用在非连续覆盖场景与中继传输场景中，但在连续覆盖场景中仍需高效的干扰协调技术来解决相邻基站与邻小区用户间的干扰。基于毫米波的窄波束特性，未来全双工还可以通过毫米波束区分多址解决用户间干扰。物理层技术包括全双工自干扰抑制技术和帧结构设计。现有自干扰抑制技术通过空域、射频域、数字域联合抑制自干扰信号，可以使 20M

3、Hz 信号的自干扰抑制能力超过 115dB；帧结构设计部分给出了分别针对同时同频全双工与子带非重叠全双工的全新帧结构，在牺牲一定时频资源的条件下做到了更好的干扰协调能力。此外，还介绍了空间调制全双工、通感一体化全双工等新兴全双工物理层技术。组网层面已经完成了网络架构、资源分配、干扰协调管理等业界关心问题的初步研究，并给出了全双工基站与半双工终端组网的系统性能分析。目前来看，全双工基站+半双工终端的组网模式可能先应用在现有网络。原型验证方面，电子科技大学、华为、中兴、三星、北京大学都分别完成了原型机与测试。电子科技大学实现了 20MHz 2T2R 全双工原型机，空口测试结果显示将系统速率提升了

4、80%；中兴在屏蔽箱中对全双工 RRU 整机进行了上行流量测试与下行灵敏度测试，结果显示数字干扰抵消算法可使上行速率从 4Mbps 提升到19.5Mbps，下行灵敏度从-51dBm 降低到-95.7dBm；北京大学实现了 20MHz 带宽上终端与基站双向视频流的演示；华为实现了 100MHz 4T4R 全双工原型机，室内流数为 1 流、2 流、4 流时，系统的吞吐增益分别为 86%、62%、39%，室外流数为 1流、2 流时，系统的吞吐增益分别为 67%、32%；三星公司在基站功放 32dBm 的情况下，室内测试中实现了 122.5dB 的整体自干扰抑制能力。目前各单位的原型测试都只是单站验证

5、，后续还要继续推动多站协同测试验证。目 录前言前言 .1 目 录 .2 图目录 .4 表目录 .7 第一章 概述.8 第二章 应用场景.9 2.1 场景概述.9 2.2 蜂窝应用场景.9 2.3 中继及 MIMO应用场景.11 2.4 毫米波应用场景.12 2.5 场景小结.13 第三章 全双工物理层关键技术.14 3.1 关键技术概述.14 3.2 空间域自干扰消除.14 3.2.1 基于收发波束特征分解的空间自干扰抑制技术.14 3.2.2 基于高隔离度天线的空间自干扰抑制技术.15 3.3 射频域自干扰消除.17 3.3.1 多抽头模型射频自干扰消除技术分析.17 3.3.2 SISO

6、系统模拟域主动干扰消除技术.19 3.3.3 MIMO系统模拟自干扰消除技术.20 3.3.4 宽带 MIMO射频自干扰消除技术与实现.22 3.3.5 自混频射频自干扰消除技术.26 3.3.6 信道差分相干射频自干扰消除技术.27 3.3.7 一种适用于 BPSK 干扰信号消除的技术.29 3.3.8 阻抗失配型定向耦合器隔离技术.30 3.4 数字域自干扰消除.32 3.4.1 用于消除终端用户间干扰的自干扰消除技术.32 3.4.2 基于极化失配的全双工自干扰消除技术.35 3.4.3 一种基于 SSK 的全双工自干扰消除方法.37 3.4.4 全双工中对抗相位噪声的极化自干扰消除技术

7、.38 3.5 全双工帧结构设计.40 3.5.1 全双工帧结构设计.40 3.5.2 全双工基站+半双工终端的帧结构设计.41 3.6 通感一体化中的全双工技术.44 3.6.1 系统模型.44 第3页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 3.6.2 接收机算法.46 3.6.3 性能仿真.46 3.6.4 未来工作.47 3.7 关键技术小结.47 第四章 全双工组网技术.49 4.1 概述.49 4.2 全双工网络架构.49 4.2.1 全双工基站和半双工用户组网.49 4.2.2 全双工基站和全双工用户组网.50 4.2.3 全双工小区和半双

8、工小区混合组网.51 4.2.4 TDD全双工基站的全双工网络.51 4.2.5 混合双工组网的频率分配策略与分析.52 4.2.6 一种中心式基站发射天线和分布式接收天线阵列的组网架构.56 4.3 资源分配与调度.57 4.3.1 VMAC 技术.57 4.3.2 自适应的信道测量及资源分配技术.61 4.4 全双工系统的性能仿真.64 4.5 无蜂窝网络辅助全双工.68 4.5.1 无蜂窝网络辅助全双工架构.68 4.5.2 无蜂窝网络辅助全双工频谱效率.70 4.5.3 无蜂窝网络辅助全双工用户调度策略.70 4.6 组网技术小结.71 第五章 全双工原型验证.72 5.1 电子科技大

9、学全双工原型验证.72 5.1.1 场景.72 5.1.2 性能与功能指标.72 5.2 中兴通讯全双工原型验证.73 5.2.1 场景.73 5.2.2 性能与功能指标.74 5.3 北京大学全双工原型验证.75 5.4 华为全双工原型验证.77 5.4.1 场景.77 5.4.2 性能与功能指标.77 5.5 三星低频高功率全双工技术概念验证进展.79 5.6 原型验证小结.81 第六章 总结.82 参考文献 .82 主要贡献单位.84 图目录 图 2-1 应用场景.10 图 2-2 单载波 UDD时频资源配置示意图.10 图 2-3 Full-Duplexing Relay实现 Self

10、-Backhaul FDD RAN.11 图 2-4 Full-Duplexing Relay实现 Self-Backhaul TDD RAN.11 图 2-5 8T8R 中继站支持 44 MIMO的 Mesh和 Relay.12 图 2-6 全球几个主要地区毫米波移动通信候选频谱.12 图 2-7 毫米波正交子带 13复用图.12 图 2-8 BDMA实现毫米波全双工 Virtual Personnel Cell.13 图 3-1 单用户全双工系统模型.15 图 3-2 天线整体结构示意图.16 图 3-3 天线实物示意图.16 图 3-4 天线实测电压驻波比曲线.16 图 3-5 3.4G

11、Hz 频点方位面及俯仰面辐射方向图.17 图 3-6 天线实测收发隔离度.17 图 3-7 多抽头射频干扰抑制系统模型.18 图 3-8 不同自干扰带宽下不同的延时参数对射频干扰抵消的影响.19 图 3-9 不同抽头个数对射频干扰抑制的影响.19 图 3-10 SISO 系统模拟域主动干扰消除模块原理框图.20 图 3-11 MIMO全双工系统工作模式.21 图 3-12 MIMO全双工系统自干扰消除架构.21 图 3-13 射频干扰消除架构：收发通道采用(a)不同天线(b)相同天线.23 图 3-14(a)贴片天线阵列(b)天线 1激励的电场分布.24图 3-15(a)天线 1的 S 参数(

12、b)天线 5的 S 参数.24图 3-16 射频电路.25 图 3-17 收发天线与抵消天线阵列实物图.25 图 3-18 干扰消除性能.26 图 3-19 直接射频耦合自混频自干扰抵消结构.26 图 3-20 归一化延时误差对自干扰抵消能力影响的曲线.27 图 3-21 归一化增益误差对自干扰抵消能力影响的曲线.27 图 3-22 盲信道自干扰抵消结构.28 图 3-23 延时器一致性误差对干扰抵消性能的影响.29 图 3-24 自干扰消除模块结构图.30 图 3-25 反射系数消除法原理图.31 图 3-26 平行定向耦合器结构图.31 图 3-27 单小区自干扰场景图.33 图 3-28

13、“Z”信道模型.33 图 3-29 全双工小区和容量比较.35 图 3-30 单发射天线极化全双工通信系统.35 图 3-31 基于极化失配的基带自干扰消除.36 第5页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 图 3-32 不同的线性自干扰功率下信干噪比增益性能图.37 图 3-33 基于 SSK 的自干扰消除发射信号基带调幅调相示意图.38 图 3-34 极化全双工通信系统.39 图 3-35 基于酉矩阵旋转的两步自干扰消除算法.39 图 3-36 自干扰消除量受相位噪声的影响.40 图 3-37 全双工帧结构设计.40 图 3-38 灵活双工帧结构

14、示意.42 图 3-39 SBFD 干扰情况分析.42 图 3-40 宏微异构网场景中上下行配置示意图.43 图 3-41 全双工频谱调度下行传输.44 图 3-42 全双工通信雷达一体化系统模型图.44 图 3-43 交替干扰消除算法框图.46 图 3-44 全双工通信雷达一体化系统性能界限比较.47 图 4-1 TDD和 FDD系统拓展为全双工示例.49 图 4-2 全双工基站和全双工用户组网信息交换示意图.50 图 4-3 全双工基站和全双工用户组网信息交换归一化速率对比.51 图 4-4 不同全双工组网方式.51 图 4-5 TDD全双工网络.52 图 4-6 一种同时同频全双工半双工

15、混合组网和频点分配方法.53 图 4-7 全双工小区载波利用率和用户个数的关系.55 图 4-8 全双工混合组网小区与半双工小区的载波利用率对比.55 图 4-9 传统同频同时全双工组网示意图.56 图 4-10 基站收发天线分置方案.56 图 4-11 天线阵的波束赋形.57 图 4-12 接收天线波束交叠示意图.57 图 4-13 添加虚拟 MAC 地址后的帧结构.58 图 4-14 成功建立全双工通信的情况.59 图 4-15 发生碰撞的情况.60 图 4-16 AP 发送 busytone的情况.60 图 4-17 AP 发送 jamming信号的情况.61 图 4-18 子帧子集确定

16、示例.63 图 4-19 调度结果示例.64 图 4-20 几种双工情形下的下行的干扰情况.64 图 4-21 几种双工情形下的上行的干扰情况.65 图 4-22 全双工组网的路损模型和直视径的概率.66 图 4-23 干扰源数目的分布.68 图 4-24 基于无蜂窝构架的网络辅助全双工示意图.69 图 4-25 动态 TDD.70 图 4-26 灵活 FDD.70 图 5-1 全双工 2发 2收 LTE样机.72 图 5-2 全双工 2发 2收 LTE通信外场实验.73 图 5-3 全双工上行流量测试环境.74 图 5-4 全双工灵敏度测试环境.74 图 5-5 同时同频全双工系统的自干扰场

17、景图.75 图 5-6 同时同频全双工系统的演示示意场景图.76 图 5-7 室外点对点全双工通信系统.76 图 5-8 全双工组网通信系统.77 图 5-9 全双工 4T4R 样机.77 图 5-10 全双工 4T4R 通信系统室内测试.78 图 5-11 全双工 4T4R 通信系统室外测试.78 图 5-12 联合多域的自干扰删除收发机框架示意图.79 图 5-13 基于高阻抗波纹表面结构的自干扰抑制天线.79 图 5-14 射频域多抽头可调滤波网络自干扰重建.80 图 5-15 全带全双工自干扰删除实测结果.80 图 5-16 子带全双工自干扰删除测试.80 第7页/共85页 涉及知识产

18、权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 表目录 表 4-1 双工系统仿真的主要参数.65 表 4-2 下行小区平均谱效（bps/kHz）.67 表 4-3 下行小区边缘谱效（bps/kHz）.67 表 4-4 上行小区平均谱效（bps/kHz）.67 表 4-5 上行小区边缘谱效（bps/kHz）.67 表 5-1 全双工灵敏度测试结果.75 第一章 概述 无线通信业务量爆炸增长与频谱资源短缺之间的外在矛盾，驱动着无线通信理论与技术的内在变革。提升 FDD 与 TDD 的频谱效率，并消除其对频谱资源使用和管理方式的差异性，成为未来移动通信技术革新的目标之一。基于自干扰抑制理

19、论和技术的同时同频全双工技术(CCFD)成为实现这一目标的潜在解决方案。CCFD 技术的出现，与传统的 FDD/TDD 双工方式相比，可以在通信收发链路之间实现频谱资源的灵活使用，对吞吐量和传输时延性能的提高都有显著的成效。(1)高频谱利用效率：与传统的正交双工方式相比，同时同频的信号收发方式，理论上可以将现有的频谱效率提升一倍。(2)低反馈时延：全双工方式使得双向通信能够在接收信号的同时，反馈交换信令控制信息，使得反馈信息历经的空口延迟降低。(3)高通信安全性：非合作方侦听到两个全双工设备发射的叠加在一起的信号，监听难度增大，而全双工节点可以利用对自干扰信号的已知性，主动抑制自干扰信号，维持

20、正常通信。目前，点对点全双工通信相对成熟，sub6G 和毫米波频段小功率阵元自干扰抑制技术研究较多，全双工高隔离度天线的研究热度增加，大功率自干扰抑制技术有待深入研究；组网方面，多站组网面临基站间交叉干扰和边缘用户互干扰的难题；芯片化方面，以美国哥伦比亚大学等高校、KUMU 和 GenXComm 等公司为代表的研究团队推出了相关芯片与产品，国内在芯片、器件方面的技术研究刚起步，尚无全双工相关产品发布；当前国内已建立并验证的平台有：华为公司 4T4R 全双工验证平台、电子科技大学和中移动研究院的站间干扰抑制验证平台、电子科技大学和三星公司的毫米波全双工通信验证平台；标准化方面，广电领域已将全双工

21、技术纳入 DOCSIS-3.1 标准里；中移动、电信、联通、华为、中兴、三星和电子科技大学等单位共同研究并积极推动 3GPP R18 子带同时同频全双工的标准化立项工作，并已在 2021 年 12 月的3GPP TSG RAN#94-e会议中成功立项“Study on Evolution of NR Duplex Operation”，为 B5G 和 6G 全双工标准化服务。为了推动全双工技术的落地，立项中提出了子带非重叠全双工技术方案，即在 TDD 的时隙中灵活划分上下行频谱。该立项将研究蜂窝组网下该方案引入的交叉链路干扰的解决方案，以及和现有系统的干扰共存问题。子带非重叠全双工技术可以看作

22、是传统双工与同时同频全双工技术的折中方案，随着对全双工组网的资源管理与干扰抑制的研究逐渐成熟，逐步推动传统双工向同时同频全双工平滑演进。第9页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 第二章 应用场景 2.1 场景概述 目前来看，在提升移动互联网用户体验的基础上，应用场景将进一步拓展到物联网应用领域，与智慧交通、智能家居、工业制造、全域覆盖和感官互联等场景相融合，将开辟产业互联网新领域，推动万物互联新时代。全双工技术应用场景主要集中在室内热点覆盖、室外中继、D2D 等场景，能够有效地增强蜂窝通信系统频谱效率、减少时延、增强通信网络的灵活性和稳定性，进而提

23、升用户体验。随着全双工技术的不断进步、成熟，相信更多创新场景的应用将会呈现。2.2 蜂窝应用场景 全双工技术可以应用在多个场景中。就目前业界研究情况来看，全双工技术首先将应用于蜂窝网络的基站或无线局域网的 AP 上，随着未来终端能力的增强，全双工终端的出现将更加丰富全双工技术的应用场景。首先，全双工技术可以很好地应用在非连续覆盖的热点场景，例如家庭基站或WiFi。在这种场景中，全双工的基站或 AP 只需要解决好基站侧发射通道对接收通道的干扰，通过用户调度解决好上行用户对下行用户的干扰。其次，全双工技术也有望应用于连续覆盖场景。连续覆盖场景包括同构网场景和异构网络场景，不同类型的基站可以根据自身

24、小区的业务需求工作在全双工或半双工模式。在该场景中，基站对基站的干扰以及相邻小区的用户间干扰是应用全双工技术的难点所在，需要设计高效的干扰抑制协调技术来解决这些干扰，才能够充分发挥全双工的技术优势。全双工也可以应用在中继传输场景中，在中继节点，接收信号和转发信号可以在同频同时进行传输，中继到基站的传输可以利用波束赋型技术较好控制干扰。最后，全双工还可以应用于 D2D 的短距通信，未来具备全双工能力的终端可以利用全双工来提升双向数据传输速率，由于是短距通信，终端发射功率较小，通信终端对其他通信的干扰可以较好控制。图2-1 应用场景 TDD 频谱是 5G 的主力频谱，时分双工是 5G 在 TDD

25、频谱上的主要工作模式。传统的 ToC 业务以 eMBB为主，通常对下行速率和容量有较高要求，因此 5G公网的TDD 帧结构中下行时隙占比较大。然而，传统的以下行时隙为主的 TDD 无法有效满足工业互联网应用场景中对低时延高可靠、大上行、大下行和广覆盖等基本通信能力提出的复合型要求，亟需双工模式的变革来助力行业的数字化转型升级。单载波 UDD（Unified time&frequency Division Duplex，时频统一全双工）技术进一步发掘 TDD频谱潜力，开辟全新的时频复用模式，可以提供类 FDD的零等待时延，并可以有效提升上行覆盖，一网多能支持低时延高可靠与大上行或大下行业务的高效

26、共存，助力行业数字化转型升级，满足运营商的中长期部署需求。单载波 UDD 通常使用子带不重叠全双工技术（subband non-overlapping full duplex，简称 SBFD），在一个载波内将不同的子带配置为不同的传输方向。图 1给出SBFD 的两种典型配置。在 SBFD 配置 1 中，每个符号上既有上行传输也有下行传输，因此可以提供类 FDD 的零等待时延，轻松满足 4ms 确定性低时延指标要求；在SBFD 配置 2 中，第一个时隙为固定下行，最后一个时隙为固定上行，以便于与传统TDD 网络（如采用 DDDSU 帧结构）同频/邻频共存，且有利于存量终端无感知接入。另外，SBF

27、D 的上行子带和下行子带的带宽都可以根据上下行业务比率灵活配置，因此可以有效支持 URLLC 业务和大上行业务/大下行业务的高效共存。同时，由于 SBFD 的上行传输机会相比传统 TDD 模式大大增加，因此可以通过上行重复传输等手段大大提升上行覆盖能力。DUDDDUD单载波100MHz子带1子带2(a)SBFD配置1DUDDDU单载波100MHz子带1子带2(b)SBFD配置2图2-2 单载波UDD时频资源配置示意图 第11页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 2.3 中继及MIMO应用场景 对于全双工蜂窝网络，最大的挑战是站间干扰和 UE-UE

28、之间的干扰。仿真表明，站间干扰和 UE-UE 之间的干扰对宏站和微站分别产生 36dB 和 23dB 上行 SINR劣化。对于宏站，需要 147dB 的自干扰抵消量，接收机动态达 87dB。这对数字抵消算法和接收机都是极大的挑战。对于 SmallCell，需要 127dB 的自干扰抵消量，接收机动态 67dB，系统要求则明显降低。对于 Massive MIMO，庞大的模拟和数字抵消矩阵将带来系统难以承受的复杂性。综合上述，全双工可考虑在如下条件下应用：单天线输出功率应小于 27dBm；多天线场景下，天线数小于 8；对于 6GHz 以下的频段，需要考虑与现有网络的兼容。这样，可能的应用场景包括中

29、继站应用场景、新引入的毫米波频段、无线Fronthaul和 Backhaul 等。下面主要介绍全双工 Self-backhaul MIMO 中继站的应用场景，并与 Massive MIMO 在现有网络架构内形成一个整体网络。对于 FDD Massive MIMO 网络，中继站以 FDD 下行频率接收宏站信号，同时同频向 UE 发送信号，即以 FDD 下行频率工作在 FD模式；同时，中继站以 FDD上行频率向宏站发送信号，同时同频接收 UE信号，即以 FDD上行频率工作在 FD模式。宏站以及 UE仍工作在传统的 FDD模式。图2-3 Full-Duplexing Relay实现Self-Back

30、haul FDD RAN 对于 TDD Massive MIMO 网络，中继站以 TDD下行时隙接收宏站信号，同时同频向 UE 发送信号，即以 TDD 下行时隙工作在 FD 模式；同时，中继站以 TDD 上行时隙向宏站发送信号，同时同频接收 UE 信号，即以 TDD 上行时隙工作在 FD 模式。宏站以及 UE仍工作在传统的 TDD模式。图2-4 Full-Duplexing Relay实现Self-Backhaul TDD RAN 图2-5 8T8R中继站支持44 MIMO的Mesh和Relay 2.4 毫米波应用场景 毫米波作为未来 5G 全新的频段，由于无须前向兼容，可考虑全新的全双工（F

31、D）空口。毫米波的窄波束的特点大大减少了 LOS 互干扰的影响，但是由于反射引起的 NLOS 干扰则成为主要问题。相关研究表明，在最坏的情况下，由于反射引起的环境噪底抬升约 46dB。对于由于反射引起的 NLOS 干扰可采用辅助参考天线。此外，鉴于全球几个主要地区毫米波移动通信候选频谱都有 2-3GHz 的带宽，如图 2-6。为了解决 FD 的站间干扰的挑战，可将毫米波频段分成几个 500MHz 的子频带。整个网络采用正交子带复用（Orthogonal Sub-band Multiplexing,OSM）。图 2-7 为典型的 13 复用，每个小区为单个子频带的全双工，单个子频带的全双工自干扰

32、补偿通过第三章的各种模拟和数字补偿技术来实现。图2-6 全球几个主要地区毫米波移动通信候选频谱 图2-7 毫米波正交子带13复用图 至于 UE-UE 之间的干扰，可通过束分多址（Beam Division Multiple Access，BDMA），如图 2-8，一方面解决毫米波全双工场景下 UE-UE 之间的干扰，另一方面第13页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 可实现虚拟化个人小区（Virtual Personnel Cell）。窄波束和较强的方向性传输是毫米波传输的固有属性，如果再加上波束成型处理，可使毫米波波束更精细化，从而更有利于束分多

33、址和全双工传输。而且，根据不同的传播环境，基站也可以更灵活地改变波束的方向、数量和带宽。图2-8 BDMA实现毫米波全双工Virtual Personnel Cell 2.5 场景小结 本小节从全双工在蜂窝网络场景、中继场景、以及毫米波场景中的应用三个方面介绍了全双工的应用前景。在移动蜂窝网络场景下，全双工基站+半双工终端的组网方式最有希望率先部署，但此组网方式会引入新的交叉链路干扰，需要继续研究干扰抑制管理的方案。中继场景下，全双工作为中继节点可以与 Massive MIMO宏蜂窝基站组成 FDD Self-backhaul RAN 或 TDD Self-backhaul RAN，扩大宏蜂窝

34、小区覆盖范围改善信号质量。随着蜂窝网络使用频段变高，高频段的窄波束特性实现空分多址接入，可以有效解决全双工组网下 UE-UE 的干扰，因此全双工在未来毫米波甚至太赫兹的组网中具有广阔的应用前景。第三章 全双工物理层关键技术 3.1 关键技术概述 从设备层面来看，同时同频全双工的核心问题是本地设备发射的同时同频信号（即自干扰）如何在本地接收机中进行有效抑制。涉及的通信理论与工程技术研究已在业界全面展开，目前形成了空域、射频域、数字域联合的自干扰抑制技术路线，20MHz 带宽信号自干扰抑制能力超过了 115dB。三重递进的抑制思想对自干扰信号进行分段消除，通过空域自干扰消除、射频域自干扰消除和数字

35、域自干扰消除，有效的改善了通信传输的稳定性、实时性和灵活性，同时同频全双工技术的进步将会使众多领域受益，为万物互联的新时代赋能。3.2 空间域自干扰消除 3.2.1 基于收发波束特征分解的空间自干扰抑制技术 针对双节点同时同频全双工系统的空间自干扰抑制，可以通过多发多收的接收与发送联合波束成形，实现自干扰抑制和期望信号的有效接收。单用户全双工系统模型如图 3-1 所示，基站采用tt2NN根发射天线和rNr2N根接收天线，移动设备采用单根发射天线和单根接收天线进行收发，移动设备端也包括采用环形器的单天线模式。远端收发信机可以工作在半双工或同时同频全双工模式。图 3-1 中，2L表示远端收发信机的

36、自干扰信道，t11hN表示本地发射机到远端发射机的信道向量，rt1LNN表示本地收发信机自干扰信道矩阵，r12hN表示远端发射机到本地发射机信道向量。当远端收发信机配置多根接收天线时，1h表示一个本地发射机到远端发射机的信道矩阵；当远端收发信机配置多根发射天线时，2h表示一个远端发射机到本地发射机信道矩阵。发射和接收波束成形向量分别为1wtNt和r1wNr，本地收发信机发送和接收信号设为1t和1r，远端收发信机的发射信号设为2t。远端收发信机可以工作在半双工或同时同频全双工模式。当远端收发信机工作于同时同频全双工模式，远端收发信机的发射功率较小，可以使用有源模拟和数字自干扰技术进行自干扰抑制。

37、当考虑本地发射机射频噪声时，本地收发信机接收到的信号1r为：11122MS+BSw Lwnw hw nHHHrtrrrttn(1)其中，BSn为本地发射机射频噪声，2bsbsbs1,BSnwwnn01t*ttN；MSn为远端收发信机端的射频瞬时噪声功率为2ms；n为接收机热噪声，功率为2n。基站接收端的 SINR 可表示为：第15页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 2MSr222222222BSr1tbsr1tt1rmsr2rSINRdiag1,+w hw L ww LwwL ww hwHHHHHHtnppN(2)其中，BSp和MSp分别为本地收

38、发信机和远端收发信机的发射功率。tNrNBS发射机MS1h2h1L2L接收机发射机接收机twrw1r1t2t图3-1 单用户全双工系统模型 考虑自干扰抑制和期望信号接收，研究了以上行 SINR 最大化为目标的优化算法，算法分成两个步骤：首先以上行接收机信噪比最大化为准则，优化接收机天线波束成形向量；其次以自干扰最小化为准则，优化发射机天线波束成形向量。仿真结果表明，基于收发波束特征分解的空间自干扰抑制算法可以有效抑制自干扰，降低发射机射频噪声对接收机的影响，相比迫零技术、MMSE 技术和时域技术，性能有明显提升。基于收发波束特征分解的空间自干扰抑制算法在发射机信噪比为30.0dB 和 60.0

39、dB 时，三发三收本地收发信机的自干扰抑制值分别为 65.5dB 和89.8dB；与 SVD技术相比，分别有 25.5dB 和 19.8dB的性能改善。3.2.2 基于高隔离度天线的空间自干扰抑制技术 空间自干扰抑制需要在自干扰信号到达接收通道前，通过增加收发天线间的空间隔离度，以达到减小进入接收通道自干扰信号功率的目的。空间自干扰抑制除了上节所提收发波束成形的主动自干扰抑制方法，通常采用高隔离度天线以增加空间隔离度。天线整体结构示意图如图 3-2 所示。收发天线单元之间的阵间距为 200mm。在两天线之间插入了天线隔离栅达到提高天线收发隔离的效果。天线单元周边采用金属进行围边可有效改善天线的

40、辐射性能，提高天线增益。由于天线整体尺寸有限，引入天线隔离栅可有效抑制天线地板电流的流动，达到提高天线单元之间隔离度的效果。天线单元采用四馈点天线单元结构，天线结合了电磁耦合馈电及耦合寄生贴片的方式实现了宽频带工作的性能。天线单元实际工作时，通过四条耦合微带线进行激励。图3-2 天线整体结构示意图 图 3-3给出了天线实物图。实物天线由天线体、天线罩及天线射频接头组成。天线包含天线罩的长度为 300mm。图3-3 天线实物示意图 天线电压驻波比实测结果如图 3-4 所示。从图中可以得到 3.4GHz3.6GHz 频带内天线单元电压驻波比小于 1.5。3.43.53.63.712345电压驻波比

41、频率(GHz)端口 1端口 2端口 3端口 4图3-4 天线实测电压驻波比曲线 天线辐射方向图实测结果如图 3-5 所示。从图中可以得到 3.4GHz 频带内天线单元各频点的辐射性能。第17页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 03060900240270300330-30-15015-30-15015 增益(dBi)主极化 交叉极化03060900240270300330-30-15015-30-15015 增益(dBi)主极化 交叉极化图3-5 3.4GHz频点方位面及俯仰面辐射方向图 天线实测收发隔

42、离度曲线如图 3-6所示。由实测曲线可知，天线两端口的收发隔离可以满足 55dB，部分端口的收发隔离可满足 60dB以上。3.403.453.503.553.60-80-75-70-65-60-55-50隔离度(dB)频率(GHz)端口1-2端口1-3端口4-2端口4-3图3-6 天线实测收发隔离度 3.3 射频域自干扰消除 3.3.1 多抽头模型射频自干扰消除技术分析 虽然空间自干扰抑制技术可以抵消一部分干扰，但是现有的空间自干扰抑制技术不能将自干扰抑制完全，残余自干扰功率依然很大。由于接收机动态范围有限，空间自干扰抑制后的残余自干扰会造成射频接收通路阻塞，因此需要进行射频自干扰消除。为提高

43、射频自干扰消除能力，可以采用多抽头模型进行射频自干扰消除，该方式可以根据实际信道对抽头系数进行自适应调整，以保证自干扰抑制性能的可靠性。多抽头模型的射频抵消器采用延时器、可调衰减器和可调移相器分别来实现时延、幅度和相位的控制，采用低噪放来保证输出的自干扰重建信号具有足够的功率以匹配实际自干扰信号。在每个并行抽头支路中，时延器的时延量是固定的，是提前根据时延估计算法确定，幅度和相位参数通过参数控制模块进行自适应调整。采用多抽头射频自干扰消除的全双工系统架构如图 3-7。衰减器延迟器自干扰抵消单元发射信号耦合器ADC环形器移相器调控算法DAC射频射频接收信号信道估计远端发射机近端发射机近端接收机2

44、13期望信号自干扰信号重建自干扰信号图3-7 多抽头射频干扰抑制系统模型 图 3-8 仿真了自干扰带宽分别为 100MHz、50MHz 和 25MHz 情况下，不同的d对自干扰抵消的影响。无论 d 的取值如何，干扰抵消值都随着自干扰带宽减小而显著增加，特别是当d的取值比较大，即各个抽头的间隔比较大的时候，自干扰信号带宽越小，干扰抵消效果越好。仿真结果如图 3-9，可以看出，射频自干扰抵消能力随着抽头个数的上升而上升，在抽头数地域 6 个时，干扰抵消效果上升并不明显，说明抽头个数过少，对多径自干扰的去除能力有限，当抽头个数大于 6 个时，干扰抵消效果跟着抽头个数有显著上升。当自干扰信号主径功率R

45、为 32dBm 时，在抽头个数为 16 个时，干扰抵消可达 125.5dB；当自干扰信号主径功率R为 0dBm 时，在抽头个数为 15个时，干扰抵消已达白噪声底线的最大值 94.0dB。第19页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 007000固定延迟覆盖范围(dB)干扰抵消值(dB)带宽25MHz带宽50MHz带宽100MHz图3-8 不同自干扰带宽下不同的延时参数对射频干扰抵消的影响 2468406080100120140抽头个数16,125.5dB主径功率R=32dBm主径功率R

46、=0dBm16,94.0dB图3-9 不同抽头个数对射频干扰抑制的影响 3.3.2 SISO系统模拟域主动干扰消除技术 对于单入单出全双工无线通信系统，只需将来自设备自身发送链路的自干扰信号进行消除，即可实现正常通信。为了达到此目的，在发射链路和接收链路之间添加一个自干扰信号主动消除模块。这个模块利用发射信号的耦合信号作为参考信号，对其进行相位、幅度调整之后重建出与自干扰信号幅度相同、相位相反的对消信号，最后与接收信号进行合路相加，以达到消除自干扰的目的。该功能模块具体实现方式如下：功率检测器#2反相器数模转换器功率控制器耦合器#1模数转换器模数转换器包络检波器耦合器#2模数转换相位控制器功放

47、功率检测器#1功率检测器#3包络检波器包络检波器功率控制器功率比较器主主/次模拟消除次模拟消除#1 3456978模拟消除#2P数字消除模数转换器下变频器功分器12接收天线发射天线10图3-10 SISO系统模拟域主动干扰消除模块原理框图 1）发射天线的信号将被功分器分成两个部分（即路径 1和路径 2）。该功分器可以是任何合适的功率分配器、功率合成器、定向耦合器，或者是其他适合将信号从全双工射频传输模块耦合到模拟消除模块的信号分配器件。信号“1”将通过天线的空中接口发射出去。信号“2”将作为本主动消除模块的参考信号，用于产生自干扰消除信号。为了有效的消除接收信号中的自干扰，信号“2”必须通过移

48、相器以使得其与接收端接收到的自干扰信号（即信号“10”）相位相反。2)为了调节对消信号与自干扰信号的功率相等，经过相位反转的参考信号会通过一个功率控制器。此功率控制器受功率比较器的控制，根据功率检测器#1 和#2 所测得的对消信号功率和自干扰信号功率值的比较结果来循环微调，直至两者功率大致相等为止。由于参考信号的功率一般要大于接收到的自干扰信号的功率，因此此处功率控制器用衰减器实现，可避免放大器所引入的非线性效应。3)对消信号（信号“4”）和自干扰信号（信号“5”）将在图 3-10 中心处的加法器进行合路相加，其输出（即剩余的自干扰信号“9”）将被传送给功率检测器#3，用于控制移相器对对消信号

49、进行相位微调。相位调整将以功率检测器#3 的检测值最低为标准，当该检测值最低时，合路输出最低，即自干扰消除效果最好。4)在反复执行上述过程之后，参考信号“2”与自干扰信号 之间的差异会渐渐消失，这意味着自干扰消除功能收敛到稳定状态。5)在每个天线端，模拟消除#2 与模拟消除#1 逻辑功能相同，二者既可以采用独立的电路功能模块加以实现，也可以共享相同的硬件电路以降低系统复杂度与硬件开销。3.3.3 MIMO系统模拟自干扰消除技术 A.工作模式工作模式在多天线 MIMO 全双工通信场景下，每根天线不仅会受到本天线发射所带来的自干扰影响，还会受到其他天线发射带来的自干扰影响。因此，在数据传输之前，需

50、要对设备进行训练调整，为每根天线分别消除来自各个天线的干扰。因此如图 3-11 所示，在 MIMO全双工通信系统中，分为训练周期和数据传输周期。第21页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 训练周期数据传输周期训练周期数据传输周期训练时隙 1训练时隙 2训练时隙 3训练时隙 N图3-11 MIMO全双工系统工作模式 在训练周期中，若天线数为 N，则将每个训练周期分为 N 个时隙。在每个时隙中，N 个天线分别作为“主天线”收发训练序列，其他天线作为“次天线”仅接收训练序列。主天线在自身的主时隙中进行自身自干扰信道估计和初步的自干扰消除，其他次天线进行天

51、线间自干扰信道估计与消除。在每个训练周期中，每个天线有且只有一次机会作为主天线，其他时隙均作为次天线。在主天线发送数据时，次天线不进行数据发送。主天线进行自身自干扰（自身发送天线的信号）信道估计和初步的干扰消除，与此同时，次天线负责消除自身天线中存在的“由于主天线的发送信号引起的天线间干扰信号”。在整个训练周期完成后，每根天线既已作为主天线消除了来自自身的干扰信号，又作为次天线消除了来自其他天线的干扰信号。因此，在训练周期中所的得到的信道估计和自干扰消除参数可以用于数据传输周期的自干扰消除。由于我们可以认为在短时间内信道状况基本不变，所以在数据传输周期所有天线同时收发时，自干扰信号可以被有效消

52、除。B.自干扰消除架构自干扰消除架构本方法采用的 MIMO 全双工架构，每个收发链路仅使用一根天线，每根天线都同时同频收发数据。其整体架构如图 3-12所示。模数转换器主模拟消除主模拟消除天线#mHm,m接收发射TXm天线#n接收发射TXnRXnHm,n&Hn,mHn,n数模转换器数模转换器次模拟消除次模拟消除隔离器隔离器模数转换器主模拟消除主模拟消除RXm次模拟消除次模拟消除模数转换器主模拟消除主模拟消除天线#k接收发射RXkHk,k数模转换器次模拟消除次模拟消除隔离器TXkHk,n&Hm,k上变频器下变频器上变频器下变频器上变频器下变频器图3-12 MIMO全双工系统自干扰消除架构 对于有

53、 N 根天线的系统，共有 N 对收发链路，每对收发链路都通过一个环形器与天线相连接，环形器对收发链路起到初步的隔离作用。为了消除自干扰信号，每根天线都配备有 N个 SISO 系统中所使用的主动干扰消除模块，其中有 1 个为主消除模块，其他 N-1 个为次消除模块。每个天线的 N 个模拟消除模块一一对应 N 根天线，其中主消除模块以自身天线发射链路耦合信号为参考信号，用于消除自身天线对本天线的干扰，其他 N-1 个次消除模块用于分别以其他 N-1根天线的发射链路耦合信号作为参考信号，对应消除其他 N-1 根天线对本天线的干扰。每根天线的 N 个模拟消除模块呈串联关系，接收信号依次通过各个模块以消

54、除全双工通信中所受到的各种自干扰。此外，在每个消除模块的输入端和输出端，均有一个射频开关控制器，用于决定接收信号的流向，以控制训练阶段和数据传输阶段各个模块的开启与关闭。在训练周期的每个时隙中，主天线的主消除模块开启并接入电路，用于自身干扰信道估计和干扰消除，其他次消除模块关闭；次天线对应于主天线的次消除模块开启并接入电路，用于对主天线和该天线间的信道进行估计和自干扰信号消除，其主消除模块和其他的 N-2个次模拟消除模块关闭。在训练周期中，每个开启的消除模块不断调整自身的自干扰消除参数（如功率衰减和相位调整等参数），直到达到最好的消除效果。与此同时，该模块还将此时的最佳自干扰消除参数保存下来，

55、用于接下来的数据传输阶段的自干扰消除。在训练周期结束后，每个自干扰消除模块都已调整到了最佳状态，紧接着系统进入数据传输周期。在数据传输周期中，每根天线同时同频收发数据，同时所有的自干扰消除模块均开启并接入电路，根据上一个训练周期中所得到的自干扰消除参数来进行自干扰消除，从而保证整个系统正常的收发数据。3.3.4 宽带 MIMO射频自干扰消除技术与实现 3.3.4.1 宽带 MIMO干扰消除方法 本文提出一种宽带多天线射频干扰消除方法：通过一组抵消天线阵列，复制发送和接收天线阵列之间的电磁场传播环境，实现干扰信号的重建和消除。抵消天线阵列与收发天线阵列的物理结构和尺寸相同，因此可以重建干扰信号；

56、区别在于，抵消天线阵列与终端发送的有用信号隔离，从而只消除干扰而不改变有用信号。这种方法避免了传统消除方法中任一对收发天线之间都需要构建一个干扰消除链路的要求，因此硬件复杂度从 M2降至 M，能够实现 8单元及以上天线阵列的干扰消除，并且消除带宽不受天线端口匹配的影响，理论上可以实现无限带宽的射频干扰对消。3.3.4.1.1 干扰消除原理 本文所提干扰消除方法如图 3-13 所示。该框架主要由收发天线阵列、抵消天线阵列、环形器、功分器、屏蔽盒等组成。图中以 4 个收发通道为例，分为两种实现方式。图 3-13(a)中，收发通道采用不同的天线；图 3-13(b)中，收发通道共用一个天线，通过环形器

57、隔离。收发天线阵列同时发射和接收信号。抵消天线阵列用来重建发送天线到接收天线的干扰信号，其物理结构和尺寸与收发天线相同。收发天线置于自由空间中，发射信号能够覆盖一定的用户区域，并且能够接收来终端的有用信号。而抵消天线放置在屏蔽盒中，屏蔽盒内部附着吸波材料。抵消天线无法接收到任何外部信第23页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 号，抵消天线发射的信号也将会被吸波材料吸收，不会引起反射，也不会泄露到外部空间。因此，抵消天线阵列只用于干扰信号的消除，而不影响收发天线阵列对有用信号的收发。图3-13 射频干扰消除架构：收发通道采用(a)不同天线(b)相同天

58、线 上述方法具有以下优点：(1)与主动干扰消除方法相比，上述方法的复杂度大大降低：多天线对之间所有的干扰信号通过抵消天线精确重建，不需要逐个调整各天线对之间的信号。（2）上述方法具有大带宽干扰消除的能力。干扰消除效果只和收发天线阵列和抵消天线阵列的一致性有关：当收发天线和环形器阻抗随频率发生变化时，抵消天线和环形器的阻抗也会发生相同的变化，因此干扰消除效果和频率无关，可以达到非常宽的消除带宽。（3）上述方法对天线单元的摆放位置也没有限制，收发天线的辐射图不受影响。由于没有利用极化做天线隔离，也没有利用对称天线做相干合并，因此天线分集不受影响。3.3.4.1.2 天线设计 上述干扰消除方法的性能

59、取决于收发天线阵列和抵消天线阵列的一致性，天线的一致性越高，干扰信号和抵消信号的幅度越相近，两路信号相减时结果也越小，因此需要在天线和器件加工的时候尽可能地提高加工精度。我们采用贴片天线实现该方案。贴片天线的结构简单，并且可以采用传统的 PCB 制造工艺制作，因此制作一致性高。贴片天线的前后比可以高达 30dB，这对于提高收发天线和抵消天线阵列的隔离度非常重要。具有 16 个阵子的贴片天线阵列设计如图 3-14 所示，天线的工作频点为3.5GHz，带宽为 100MHz。图3-14(a)贴片天线阵列(b)天线1激励的电场分布 发送和接收通道采用不同的天线，如：天线 14 和 912 为发送天线，

60、天线 58 和1316 为接收天线。发送和接收天线的 S 参数仿真结果如图 3-15 所示。从图中的数据可以看出，发送和接收天线的耦合度与天线的相对位置和距离有关，大小在-25dB-40dB 左右。在实际应用中，两组贴片天线将背靠背放置，一组作为收发天线阵列，面向终端；一组作为抵消天线阵列，背对终端。收发天线的前后比约为 30dB，因此，抵消天线阵列接收到的终端信号比收发天线阵列低 30dB，对正常终端信号接收的影响可以忽略。图3-15(a)天线1的S参数(b)天线5的S参数 3.3.4.1.3 电路设计 干扰消除的性能还取决于功分器/合路器的相位与幅度的不平衡性。一对收发天线单元的射频电路如

61、图 3-16 所示，功分器将发射信号分成功率相等的两路，并分别馈入两组贴片天线。大部分功率将被辐射到自由空间中，但是一小部分信号将被耦合到接收天线中并产生干扰，强度约为-30dB；然后，通过模拟移相器调整两个干扰信号的相位，以使相位差为 180 度；最后，两个信号将在合路器相加。如前所述，上述干扰消除方法具有大宽带特性，消除性能与干扰的频率响应无关。相移通常通过调整信号路径的长度来实现，为了拓宽带宽，信号路径的差异应保持尽可能小。信号取反的方法第25页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 可以通过 Balun 变换器实现，以拓展消除带宽。如需实现 3

62、0dB 的模拟消除性能，相位不平衡应在2 度以内，幅度不平衡应在0.3dB 以内；要实现 20dB 的消除性能，相位不平衡应在5度以内，幅度不平衡应在0.8dB以内。图3-16 射频电路 3.3.4.2 天线加工与测试 我们采用 PCB 流程制作的贴片天线阵列实物如图 3-17 所示，两组天线阵列背靠背放置，中间预留部分空间用于安装射频单元和线缆。由于天线结构是对称的，任意一组都可以作为收发天线，另一组作为抵消天线。两组天线之间的耦合度将限制干扰消除的性能。根据测试结果，前后两组天线的隔离度大于 60dB，并且可以利用吸波材料等进一步提高。另外，对于 3.5GHz 频点，测得的前后天线之间的相

63、位不平衡在1 度以内，幅度不平衡应在0.2dB以内，因此可以实现 30dB的模拟干扰消除。图3-17 收发天线与抵消天线阵列实物图 通过调整射频单元，可以实现中心工作频率（3.5GHz）的最佳消除性能。测量的设置如图 3-16 所示，功分器的两个输出信号直接与移相器相连。通过调整移相器，使合路器的输出端口观察到的 3.5GHz 频点信号尽量小。实测得到各单元电路的输入和输出端口的反射系数均小于-10dB。在 3.5GHz 频点，发送和接收端口之间的隔离度高达50dB。因此，干扰消除性能主要受天线参数不平衡的限制。将天线和射频单元安装在一起，即获得了完整的干扰消除解决方案。我们测量了干扰消除前后

64、发送天线和接收天线之间的耦合度，结果如图 3-18 所示。干扰消除之前，发送与接收天线的隔离度为-30dB-50dB；干扰消除后，所有耦合度都降低到-60dB 以下。对于其他发送和接收天线对，干扰消除性能相似。因此，使用本文所提出的干扰消除方法，在 8收 8发的 MIMO天线系统中，所有干扰均降低到-60dB；并且，只需简单地复制全双工单元，就可以轻松地将所述方法扩展到更多发送和接收天线的系统。图3-18 干扰消除性能 3.3.5 自混频射频自干扰消除技术 通常情况下，发射天线与接收天线距离较近且相对位置固定，发射天线到接收天线存在一条主径，这条主径的能量远远高于其他反射和散射路径，因此电路自

65、干扰抵消的首要目的是抵消主径自干扰，基于单抽头和多抽头的自干扰信号抵消方法均属于加法电路抵消：利用额外通道重构信号并从接收信号中减去自干扰信号的重构值。除此之外，采用基于乘法的电路抵消结构，也可用于自干扰信号抵消，如下图 3-19 所示。tr t Ir tRX低通滤波器ADC直流检测电路检波器射频发射通道前置滤波器 iIrtI drt()ibs t iu t()im tDACTX增益控制增益控制直流检测电路低通滤波器ADC延时器控制器移相器 qIrt qutQ路I路Q()qbs t()qm t+-+-+-+-图3-19 直接射频耦合自混频自干扰抵消结构 将接收信号分 Ir t为相位差为 90的

66、两路信号 iIrt和 qIrt，然后分别与发送端射频耦合过来的发射信号 tr t的延时副本 drt进行相乘；相乘后得到的信号 im t、qmt与经过增益调整I、Q后的射频发射信号的包络平方信号 ibst、qbst相减；对差信号进行低通滤波后得到抵消后信号 iut和 qut。这种方案的优点是可以采用环路实现增益和延时估计：(1)可以充分的利用连续可调器件的无限高分辨率；第27页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告(2)估计算法简单，易于实现；(3)信道估计环路在由于自干扰功率突变，比如闭环功率控制、业务切换等，导致瞬时 ADC饱和的时候仍然能正常工作并

67、收敛，鲁棒性大大提高。除此之外，自混频方式的射频自干扰抵消结构将干扰抵消电路和变频电路融合在一起，简化了接收机的电路结构。在发射信号为 20MHz带宽的 QPSK 调制信号，滚降因子为 0.22的根升余弦成形脉冲，载波频率为 2GHz，接收天线处带内远端有用信号的 SNR 为 30dB、SIR 为-80dB的情况下，自混频抵消性能仿真如图 3-20、图 3-21所示，从图中可以发现：(1)自干扰抵消能力随着延时误差和增益误差的增大而降低，降低速度越来越慢；(2)在延时误差和增益误差趋向零时，自干扰抵消能力迅速提高并趋向最大值；(3)自混频抵消结构的最高抵消性能受限于接收机热噪声。00.0050

68、.0150.0252030405060708090100110归一化延时估计误差acG仿真结果理论结果0.0100.0300.020图3-20 归一化延时误差对自干扰抵消能力影响的曲线 acG图3-21 归一化增益误差对自干扰抵消能力影响的曲线 3.3.6 信道差分相干射频自干扰消除技术 基于单抽头、多抽头和自混频方式的自干扰抵消结构都需要精确地估计自干扰信道，自干扰信道的估计精度直接限制了可实现的自干扰抑制能力。为了实现精确的自干扰信道估计，通常情况下需要复杂的自干扰估计算法或者结构。通常情况下，发射天线与接收天线距离较近且相对位置固定，发射天线到接收天线的自干扰信道认为是缓变信道。在此条件

69、下，可以认为发射信号的相邻两个符号之间自干扰信道是完全相同的，此时可以采用盲信道自干扰抵消结构来实现自干扰抵消，而不必进行自干扰信道估计，如下图 3-22所示。延时T+同相信道 Iy t低通滤波延时T延时T+-正交信道 Qyt低通滤波-90o移相器盲信道自干扰抑制结构盲信道自干扰抑制结构延时T乘法器乘法器乘法器乘法器加法器加法器 y t x t发射通道环形器DACBaseband天线辅助通道DAC共轭图3-22 盲信道自干扰抵消结构 盲自干扰抵消结构中，信号处理分为 IQ 两路，下面以 I 路为例进行原理说明。在I 路自干扰抵消结构中，参考信号 x t和自干扰信号 y t分别延时相乘，得到两路

70、乘积信号 x tT y t和 x t y tT，这两路乘积信号相加后，经过低通滤波得到 I 路抵消结构信号 Iyt。盲信道自干扰抵消结构可以认为是自混频结构的改进结构，两者均是基于乘法操作，但是盲信道自干扰抵消结构不需要环路结构进行自干扰信道估计，因此不存在自干扰信道估计误差带来的影响，所以潜在地具有高抵消能力。此外，盲信道自干扰抵消结构还具有如下优点：(1)电路简单：盲信道自干扰抵消结构中不存在可调器件，因此电路结构简单，便于集成；(2)潜在的抵消能力高：盲信道自干扰抵消结构的关键点是四个延时器的一致性问题，在这四个延时器延时相等的时候，无干扰残余，在实际中，通过集成电路设计可以实现极高的延

71、时一致性精度，进而具有极高的潜在的抵消能力；(3)自干扰抵消结构和接收通道电路相融合，简化接收机复杂度；图 3-23 给出了延时器一致性误差对干扰抵消能力的影响。由图可见，随着延时误差的增加，自干扰抵消性能变差。在延时误差较小的时候，抵消性能对延时器误差及其敏感。因此控制延时器一致性是盲信道自干扰抵消结构的核心问题。第29页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 图3-23 延时器一致性误差对干扰抵消性能的影响 3.3.7 一种适用于 BPSK干扰信号消除的技术 为解决传统射频干扰消除技术对信道估计的依赖问题，下述方法提供一种基于二进制相移键控(BPS

72、K)或正交相移键控(QPSK)调制的全双工系统的自干扰消除方法和全双工系统，不需要对信道进行估计即可实现模拟自干扰信号的消除，从而降低进入模数转换器信号中的自干扰部分，避免射频干扰消除依赖于对信道进行快速、精确估计的问题。下面具体描述该方法的工作原理。在全双工系统中，发射机对信号可采用 BPSK 或 QPSK 调制。接收机首先对接收信号进行平方，再下变频分出 I 路和 Q 路，或是对接收信号下变频后的 I 路和 Q 路分别进行平方；然后，接收机将平方运算后的信号通过直流滤波将信号中的自干扰成分进行消除，再将所得信号与发射机发射的基带信号相乘再进入模数转换器，或者直接将信号进行模数转换再在数字域

73、与发射的基带数字信号相乘，之后再进行解调。接收到的信号中包括目标信号、自干扰信号以及噪声,其中自干扰信号功率要远大于目标信号功率，目标信号可为任意调制。如果是 BPSK 调制，则对接收到的信号进行平方再下变频分出 I 路和 Q 路，或是对接收信号下变频的 I 路和 Q 路分别平方。如果是 QPSK 调制，则还需要使下变频分出的 I 路和 Q 路分别与发射信号的 I 路和 Q 路的相位一致。这里将下变频后接收信号的基带信号()y t(I路或 Q路)表示为：()()()()y ts ti tn t(3)其中()s t为目标信号、()i t为自干扰信号、()n t为噪声。平方后的信号2()y t可以

74、表示为：222()()()2()()()()()()y ts ti ti t s tn t i ts tn t(4)所得信号主要包括目标信号的平方2()s t、自干扰信号的平方2()i t以及目标信号与自干扰信号的乘积项()()i t s t。发射机信号如果采用 BPSK 调制，则产生的信号码元幅值相等或是相反。如果采用 QPSK 调制，则产生信号的 I路分量和 Q路分量中任一分量的码元幅值相等或是相反。对本地接收机产生的自干扰信号也具有相同特性，即对于BPSK 调制产生的自干扰信号的码元幅值相等或相反，对于 QPSK 调制产生的自干扰信号的 I路分量和 Q路分量中任一分量的码元幅值相等或相反

75、。由于自干扰信号码元的这种特性，自干扰信号平方后为直流信号，经过直流滤波可以滤除，目标信号本身功率值很小，平方后的信号可作为噪声处理。经直流滤波后信号()y t主要为目标信号与自干扰信号的乘积项，表示为：()2()()y ti t s t(5)相当于自干扰信号对目标信号的加扰。如果发射机采用 BPSK 调制，则将发射机的基带模拟信号与直流滤波后的信号相乘，其中自干扰信号与基带信号相乘为一常数，相当于对目标信号的解扰，解扰后的信号()r t可表示为：2()()()2()()()r ti t y ti t s tAs t(6)其中A为一常数。所得信号()r t再通过自动增益控制进入模数转换器中，或

76、者将经直流滤波后的信号直接送入模数转换器，再在数字域与发射机的基带数字信号相乘。如果发射机信号采用 QPSK 调制，接收信号的 I 路和 Q 路经平方、直流滤波后的信号分别与发射信号的 I 路和 Q 路在模拟域或数字域相乘，其中自干扰信号的 I 路和 Q 路与基带发射信号的 I 路和 Q 路相乘为一常数，相当于对目标信号的解扰。此时进入模数转换器的信号中的模拟自干扰部分已经得到了一定程度的滤除而且此自干扰消除方案不需要进行信道的估计。采用该方法的全双工通信系统接收机如图 3-24 所示，该自干扰消除模块包括平方模块、直流滤波模块、乘法器和模数转换器，平方模块用于平方射频信号或基带信号；直流滤波

77、模块位于平方模块之后，用于滤除自干扰信号的平方即直流信号；乘法器用于将直流滤波后的信号与发射机基带模拟信号相乘从而恢复出目标信号；模数转换器用于将模拟信号转换为数字信号。图3-24 自干扰消除模块结构图 3.3.8 阻抗失配型定向耦合器隔离技术 全双工通信系统中，发送端到接收端（TX-to-RX）信号泄露问题造成强烈自干扰。为解决这种信号泄露问题，电路中通常采用双工器件（耦合器或者环形器）进行收发隔离。因此，如何设计高隔离度的双工器件是关键。如图 3-25 是一种高隔离度耦合器，该耦合器基于传统平行定向耦合器的方向性和耦合性，利用端口阻抗失配效应反射一部分与泄露信号同幅反相的对消信号，来实现自

78、干扰消除。该耦合器容易实现、制作简单，可以有效地抑制天线收发节点自干扰信号的泄露。若将1Port作为输入端口，则2Port、3Port、4Port分别为直通端口、隔离端口和耦合端口。发送信号从1Port传输至2Port后经天线辐射出去。1Port与2Port之间直通，插入损耗小于 1dB。接收信号经天线从2Port传输到3Port，产生 10dB20dB 的插入损耗，这是由于在定向耦合器中2Port与3Port之间是耦合关系。尽管接收信号的插入损耗比较大，但可以通过低噪声放大器来弥补这一缺陷。第31页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 图3-25

79、反射系数消除法原理图 理想情况下1Port与3Port之间是完全隔离的，1Port输入信号时，3Port不会有输出。但实际情况是1Port发送信号会有一部分泄露到3Port。为了增加隔离度，更好地消除自干扰信号，可以采用端口阻抗不匹配方案，即令4Port端口阻抗失配，此时4Port耦合到的发送信号会反射，反射的信号会传输到3Port。若反射信号与泄露信号功率相同、相位相反，则两信号相互抵消，达到消除效果。因此反射系数的大小决定了自干扰信号的消除效果。在平行定向耦合器的基础上，设计高隔离度的双工器。耦合器采用如图 3-26 所示结构，可被看作为四端口网络，其特性可用散射矩阵 S 表示。每一个端口

80、都可以有输入输出两路信号，分别表示为na、nb。设计过程中，将1Port端口连接发射端，2Port端口连接天线，3Port端口连接接收端，使4Port端口阻抗失配。根据耦合器阻抗失配原理可知，反射系数大小是关键。反射系数的值与端口4Port阻抗失配情况有关，可以通过分析阻抗失配前后耦合器的 S散射矩阵得出。图3-26 平行定向耦合器结构图 各端口阻抗匹配时，平行定向耦合器 S 参数矩阵如下：0baTICbaTCIbaICTbaCIT(7)其中na代表端口nPort的输入信号，nb表示端口nPort的输出信号。大写字母 T、I、C分别代表平行定向耦合器的直通系数、隔离系数和

81、耦合系数。耦合器各端口阻抗匹配时，S参数矩阵对角线上各元素均为 0，即nPort输入信号时被反射回来的信号为 0。令端口Port4阻抗失配，形成信号反射。假设其反射系数为，则 44ab(8)将公式(8)带入阻抗匹配时定向耦合器的 S 参数矩阵式(7)中，化简合并得到3 3的阻抗失配定向耦合器 S参数矩阵，如下：211222233bCTC IIC TabTC IICT IabIC TCT ITa (9)在自干扰消除中，将Port1端口作为输入，其他各端口均无输入信号，所以公式(9)可简写为 211222300bCTC IIC TabTC IICT IbIC TCT IT (10)运算得到，211

82、2131bCabTC I abIC T a(11)双工器的目标是使接收信号与发送信号相互隔离，故当发送端口Port1输入信号1a时，Port3端口理应输出为 0，即30b。所以3100bIC T aIC T(12)所以，阻抗失配端最优反射系数为，ITC (13)3.4 数字域自干扰消除 3.4.1 用于消除终端用户间干扰的自干扰消除技术 同频同时全双工技术将来应用于无线通信系统中的空口通信节点时，在同一小区的两个终端用户之间会存在着强烈的同频干扰。考虑到无线终端（如手机）的尺寸较小，在无线终端布置全双工的难度很大，性价比不高。因此可以在布网时采用全双工基站和时分双工终端的方式来提升频谱效率。单

83、小区三节点场景由一个全双工基站和两个时分双工的终端组成，如图 3-27 所示。系统内存在一个上行终端和一个下行终端，下行终端会受到上行终端的干扰。第33页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 UE1UE2UE1-UE2Interference CancellerReceiverTransmitterBSUE1-BSBS-UE2Self-Interference图3-27 单小区自干扰场景图 图 3-27 所示的全双工通信系统可以等效为图 3-28 所示的 Z 信道模型，上行终端TX1 发射的信号被基站接收机 RX1 和下行终端 RX2 收到，此外 R

84、X2 还收到基站发射机 TX2 发送的信息。由于基站发射机 TX2 对基站接收机 RX1 的干扰是自干扰，可以进行干扰消除，因此在图中不存在 TX2对 RX1 的干扰。TX1Power P1RX1 TX2Power P2 RX2Z1(0,1)Z2(0,1)图3-28“Z”信道模型 三节点全双工通信系统的上下行和容量可以表示为:22221122log1log1 01log1log1 11log1log1 1isszisiP hP hifhzzP hP hP hP hCifhzzzP hP hP hPif hzz 222hz(14)其中1P和2P分别是上

85、行终端和基站的发射功率，31ihhh定义为交叉干扰链路的系数。当01ih时，RX2 将来自上行终端的信号视为噪声，以解调基站的下行信号，RX1 未受到干扰，其最大速率解调信号；当22211ihP hZ,RX2 采用串行干扰消除技术，先解调来自终端的上行信号，并将其从接收信号中减去，然后解调基站的下行信号，同时，受到 RX2 解调的限制，TX1 必须以速率1322222log1|P hZPh发射信号，以保证 RX1 能解调目标信号；当2221ihP hZ,RX2 受到极强的干扰，此时，RX2 采用串行干扰消除的方法，即先解调干扰，然后将干扰从接收信号中减去，最后解调来自基站的信号，RX1 未受到

86、干扰，以最大通信速率解调上行信号。半双工系统的和容量表示为：222122(1)UDHDP HP HC (15)其中表示上下行时隙比例，且01。在全双工系统中，如果下行终端将上行终端的干扰视为噪声，则全双工系统和容量为：22212222UDCCFDIP HP HCP H(16)为比较上述各系统容量间的关系，我们定义如下容量增益参数。下行终端采用SIC 方法的全双工系统相比半双工系统的和容量增益为：1100%zHDHDCCGainC(17)将上行干扰视为噪声的全双工系统相比半双工系统容量增益为：2100%CCFDHDHDCCGainC(18)终端用户采用 SIC 方法的全双工系统相比将上行干扰视为

87、噪声的全双工系统和容量增益为：3100%zCCFDCCFDCCGainC(19)下面通过仿真来比较上述容量增益。信道采用大尺度衰落模型，随距离 4 次方衰减。图中横坐标为下行终端距离小区中心基站的距离。假设上行终端均匀分布在小区中，发射功率为1P=46 dBm;2P=24 dBm，噪声功率为-174 dBm/Hz，小区半径 R=290 m。仿真结果如图 3-29所示。第35页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 050030000Distance between the DL MS and serving

88、BS(m)Percentage capacity gains Gain1Gain2Gain3图3-29 全双工小区和容量比较 3.4.2 基于极化失配的全双工自干扰消除技术 实现全双工通信的关键是进行自干扰消除，现有的一些自干扰消除方法，大部分如天线端的被动自干扰消除、射频端的主动自干扰消除以及基带处的数字自干扰消除都会受到射频端功放非线性的影响。针对单发射天线全双工系统中存在的由功放非线性引入的自干扰，利用极化域信号的极化状态不受功放非线性影响的特性，可以采用一种基于极化失配（Polarization Mismatch Based Self-Interference Cancellation

89、，PMC）的非线性自干扰消除方法进行自干扰消除，即通过在接收端构建极化失配矩阵，使其与到达接收端自干扰的极化状态正交从而消除自干扰。点对点的单发射天线全双工通信系统中，两个节点都采用全双工通信方式，接收端都采用一对正交双极化天线接收信号，目的是将接收信号通过两个通路接收下来，对两路信号进行极化状态检测及极化信号处理，如图 3-30 所示。在发射端的功放输出端直接导出一路信号通过功分器和移相器构建两路自干扰消除信号，与接收端信号相减以此消除部分自干扰完成射频端的自干扰消除，之后两条通路的信号经由下变频和模数转换（A/D）后，在数字基带通过极化失配技术消除剩余的自干扰。期望信号图3-30 单发射天

90、线极化全双工通信系统 近端设备的接收端同时接收到来自远端的期望信号以及自身发射机耦合的自干扰，其接收信号 tY可以表示为 ttSSIItS tI ttYH pH pN(20)其中 S t为远端设备发射的期望信号，tSp为期望信号的发射极化状态，SH为远端设备发射端到近端设备接收端之间的传输期望信号的无线信道，I t为自干扰信号，ptI为自干扰信号的发射极化状态，IH为近端设备收发天线之间的自干扰信道，tIII tH p即为到达设备接收端的自干扰，tSSS tH p为达到接收端的期望信号，tN为近端接收机处的加性高斯白噪声。在自干扰到达基带前，通过在接收端的射频前端构建自干扰消除信号完成部分自干

91、扰消除，保证自干扰不会超过 ADC的量程范围。在射频前端将功放输出信号直接引出，通过衰减器将信号功率衰减掉部分功率，用来模拟自干扰信道对自干扰的衰减。在接收端通过减去构建的自干扰消除信号 ctI进行射频端自干扰消除后，可得 resttcSSIItS tI tttYH pH pIN(21)记 restcIItI ttIH pI表示射频消除后的剩余自干扰，若要保证后续的基带自干扰消除能进行，则必须有自干扰的极化状态在射频消除前后是一样的。经证明，当自干扰消除信号的极化状态与接收到的自干扰极化状态相同，就能满足这一条件。极化失配基带自干扰消除框图如图 3-31所示，步骤可以归纳为：图3-31 基于极

92、化失配的基带自干扰消除 步骤 1：发射导频序列进行自干扰和期望信号的极化状态参数估计，分别为,rrII和,rrSS 并存储；步骤 2：适当调整衰减器的大小，将自干扰极化状态参数,rrII反馈给功分器和移相器，进行射频端的自干扰消除；步骤 3：将自干扰的极化状态参数,rrII反馈给基带，生成极化失配矩阵 M，同时将期望信号的极化状态参数,rrSS反馈给补偿因子 C，在基带对剩余自干扰进行消除并还原出期望信号。经过补偿因子处理后的信号表示为 outHYkCY kS kCkM N(22)可以看出，剩余自干扰 resIk被完全消除掉，期望信号 S k则可以完全提取出来，高斯白噪声则变为 HCkM N。

93、当自干扰信号功率增加时，由于存在功放非线性参数估计误差，导致在自干扰功率较大时，现有的采用对功放非线性参数进行估计、重构自消除信号方案（NEC）与基于极化信息处理的自干扰消除方案（PMC）的性能比较，如图 3-32 所示。本基于极化信息处理的方法利用了信号的极化状态进行信号处理，不需要对功放的非线性系数进行估计，不会出现由于功放的估计模型与实际功放特性不匹配的情况，故当自干扰第37页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 功率增大时，不会影响其消除性能，数据速率增益则一直提升。-25-20-15-10-54045505560657075808590Po

94、wer of the linear SI(dBm).SINR gain(dB)PMC,SNR=15dB,=1PMC,SNR=15dB,=0.2NEC,SNR=15dBPMC,SNR=10dB,=1PMC,SNR=10dB,=0.2NEC,SNR=10dB图3-32 不同的线性自干扰功率下信干噪比增益性能图 3.4.3 一种基于 SSK的全双工自干扰消除方法 全双工通信系统在同一频率和同一时间内实现双向通信。系统自身发射机对接收机的干扰需要进行有效地消除。在采用 MIMO 技术时，随着干扰链路的增加，干扰消除难度增大。Space Shift Keying(SSK)技术是一种低复杂度的多天线传输技

95、术，它可以看作是 Spatial Modulation(SM)在仅使用空域调制时的特例。在每个时刻，SSK 系统的部分发射天线根据传递信息被激活，且只传输一个恒定幅度和相位的符号。本技术提供一种基于 SSK 的全双工自干扰消除方法，可以有效地消除全双工系统自干扰。假设全双工设备有多根发射天线和一根接收天线，并基于天线选择发射的信息调制技术如图 3-33 所示。系统采用 SSK 方式进行调制。每根发射天线都接有幅度和相位调节装置。接收滤波器与接收天线相连，用于自干扰消除。在每一时刻，只有一根发射天线处于工作状态，其余发射天线的发射功率为零。不同的码组对应不同的发射天线，每根发射天线只发送一个单频

96、载波调制符号，如 coscs tAt(0stT,sT为一个符号持续时间)。接收机节点1节点2控制器接收滤波器解调器反馈器图3-33 基于SSK的自干扰消除发射信号基带调幅调相示意图 由于发射天线处于不同的空间位置，因此节点 1 的不同发射天线与节点 2 的接收天线 Rx2之间的信道将会有不同的信道参数2ih，即使经过了校准，各个也会不同。接收天线 Rx2根据接收到的信号估计出信道参数，根据估计出的信道参数就可以确定信号时来自于哪根发射天线，也就能确定发射的码组。如图 3-33 所示，在进行全双工通信之前，需要对全双工节点进行校准，校准的目的是使接收天线 Rx1接收到的来自每根发射天线的信号都有

97、相同的幅度和相位。具体方法为，在进行全双工通信之前，先由发射天线发射一段足够长的已知序列，由该节点的接收天线 Rx1接收，以接收天线接收到的某根发射天线 Txi的信号为基准，然后调节与每根发射天线相连的调幅和调相装置，达到校准目的。具体地，发射机根据传递信息确定每个符号需要激活的天线，并在第m根天线上传输如下基带信号,mI mxA h (23)其中,I mh表示第m根发射天线到接收天线的信道参数。这样，不论哪根天线发射，接收天线上都会接收到相同的信号A，容易采用一个隔直滤波器将干扰进行消除。在该方法中，需要在天线发射端针对干扰信道做预均衡，可以设计专门的训练时隙完成。接收机干扰信号的消除不再需

98、要复杂的算法，仅需要陷波滤波器（射频）或隔直滤波器（基带）。另外，采用 SSK 技术可以获得分集增益，但射频链路只有一条，该方法也支持 GSSK 技术。3.4.4 全双工中对抗相位噪声的极化自干扰消除技术 如 3.4.2 节所述，全双工通信领域中极化自干扰消除技术具有对非线性干扰不敏感的特性。影响自干扰消除的非线性因素除了 3.4.2 节中提到的功放非线性干扰外，还包括 ADC 量化噪声、IQ 不平衡以及相位噪声。其中相位噪声会对自干扰消除产生 20dB 的影响，是制约自干扰消除性能的瓶颈问题。在众多非理想射频前端影响因素中，相位噪声对全双工的自干扰消除性能占据主要影响。因此可以利用信号极化状

99、态对相位噪声不敏感的特性，展开对抗相位噪声的极化自干扰消除技术的研究。单载波极化全双工通信模型如图 3-34 所示。信号先经过编码模块，经过极化调制第39页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 模块后进入数模转化模块（DAC），再经混频器由正交双极化天线发射出去。由于混频器不理想会引入相位噪声，信号相位发生失真。接收端同样采取正交双极化天线接受极化信号。由于全双工通信模式采用同时同频发射和接收信号的传输机制，所以接收端接收到的信号包括期望信号、自干扰信号和白噪声。接收端采用天线消除技术消除自干扰信号。经过天线消除后，混合信号进入下变频阶段。混合信号在

100、下变频时由于本地振荡器不理想也会引入相位噪声。()ctIj w tte1()crj w tte()ctSj w tte2()crj w tte-图3-34 极化全双工通信系统 接收信号经过下变频时会引入相位噪声，可以表示为()()rrjtjtLeeLrLrLy(t)S(t)I(t)N(t)(24)Ly(t)表示基带的混合信号，rLS(t)和rLI(t)表示期望信号和自干扰信号的基带形式，LN(t)表示等效的基带白噪声。()rt表示接收机本振引入的相位噪声。接收信号的矢量信号完整形式为()()()()()()stritrsihshihLjttjttjjvsvivLEENteeE eE eNtLy

101、(t)(25)()hLNt和()vLNt分别表示LN(t)的 H 路和 V 路分量，且两支路信号独立同分布，都服从均值为为 0，方差为22的高斯分布。本节提出的极化域自干扰消除算法，在极化域利用极化信息处理分为两步对抗相位噪声对自干扰信号消除和期望信号恢复的影响，具体消除算法流程如图 3-35 所示。本文提出的自干扰消除算法共分为两步，第一步消除采用自干扰抵消的方法，第二步采用匹配滤波的方法，进一步提升自干扰消除量。()()stitjtteNLisY(t)YYNLsY(t)Y()()()()itrstrjttjtteeNLisY(t)YY第二步转化第二步转化第一步转化第一步转化图3-35 基于

102、酉矩阵旋转的两步自干扰消除算法 图 3-36 表示相位噪声对自干扰消除性能的影响。横坐标表示相位噪声的标准差，纵坐标表示自干扰消除量。图3-36 自干扰消除量受相位噪声的影响 3.5 全双工帧结构设计 3.5.1 全双工帧结构设计 帧结构主要描述无线通信上下行操作框架，给出何时何地发送信令和数据。图 3-37（a）和（b）给出了详细的 TDD 和 FDD 的帧结构。TDD 帧结构由在不同时间上传输的上下行子帧构成，在上行和下行之间需要插入保护间隔。对于 FDD，上下行同时在不同频段进行传输。在 TDD 和 FDD 不需要上下行帧结构的联合设计。显然，TDD和 FDD 的帧结构都不能够直接应用于

103、全双工，因为他们没有考虑到全双工带来的同时同频干扰，例如在 PRACH 和 PDCCH 之间的干扰。因此，对于全双工我们需要在考虑上下行干扰的情况下进行重新设计，这将带来全新的挑战。Blank resourcesPDCCHcDL reference signalDL synchronization UL controlUL PRACHUL reference signalDL/UL dataUL opportunisticDL opportunisticDL t1UL t2Gap(a)TDD Frame structure(b)FDD Frame structure(c)Full Duplex

104、 Frame structure DL broadcast DL UE specific controlDL f1UL f2DL fUL f图3-37 全双工帧结构设计 第41页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 全双工帧结构设计的基本原则是上下行的控制信号比数据有更高优先级，不能够被上下行的数据干扰，数据传输则是可以随机选择。图 3-37（c）给了一个全双工上下行的帧结构示例，其具有以下特征：1.当下行小区公共控制信令如 PSS、SSS、PBCH、PDCCH 和 RS 传输时，对应的上行传输部分的信号应该空白出来以保证下行用户接收的正确性；2.当

105、用户类特殊控制符号下行传输时，上行信号在对下行干扰可以容忍的情况下可以进行传输，即上行机会传输；3.当上行 PRACH、SRS、PUCCH 和 DM RS 传输时，下行数据或用户类的特殊控制符号可以机会传输因为上行对下行的干扰可以通过调度方式来解决，即下行机会传输；4.当一些特殊控制信令在上行传输时，下行传输需要空白出来。例如，当上行信道要进行准确测量时，下行传输应该空白出来进而避免来自相邻基站的干扰；5.对于数据传输，基站可以自由调度上下行用户。除了以上的基于网络干扰的考虑，一个特殊的问题是需要解决传统 TDD 系统中的上下行间的保护间隔问题。在传统 TDD 中，该保护间隔应当足够大来保证从

106、下行到上行的转换时间并且来消减小区内和小区间的上下行干扰。在全双工系统中，这个间隔可以去掉因为基站不需要从下行快速切换到上行。例如，当全双工基站在上下行分别配置发送和接收通道时，全双工基站不必切换。3.5.2 全双工基站+半双工终端的帧结构设计 3.5.2.1 现有技术瓶颈分析 全双工与灵活双工均为 5G 中的新型双工技术，两者在理论上均可有效提高频谱利用率。全双工与灵活双工关联紧密，可以综合考虑、取长补短。对于全双工，目前存在以下技术瓶颈：对于网络侧和终端侧均为全双工的场景，由于需要发射端进行自干扰消除，终端侧全双工存在较高的复杂度，可能会拖延全双工技术的商用进程。考虑基站全双工+终端半双工

107、的场景可有效简化终端侧的设计，更具可行性。对于灵活双工，目前存在以下技术瓶颈：1）对于传统终端的影响：对于一些不支持灵活双工的终端而言，当上行载波中支持上下行方向传输后，可能无法按照传统的定时关系进行数据收发。2）HARQ 定时关系更复杂：对于传统的 LTE FDD 系统而言，上下行 HARQ 存在一个固定简单的对应关系。如果单纯采用灵活双工，将打破上述固定关系，可能导致下行传输 RTT时间变长以及 HARQ设计更复杂。3）资源灵活仍然受限制：从系统层面来看，灵活的子帧配置限制在周期，因此在这个周期内即使业务比例关系发生改变，资源配置也无法调整。从单个终端的角度来看，如果一个灵活的下行子帧不被

108、调度，那么也无法利用这个子帧传输上行数据或者反馈信息。图3-38 灵活双工帧结构示意 3.5.2.2 组网场景及干扰分析 UUDUUUUDDUDD基站视角终端视角UE1(TDD)for gNB1UE2(TDD)for gNB2UF1F1F1F1gNB1(SBFD)gNB2(SBFD)gNB3(legacy TDD)DUUE2(TDD)for NB3F1F1DDDD图3-39 SBFD干扰情况分析 单载波 UDD 时频统一全双工需要解决复杂严峻的干扰问题，除了基站间交叉链路干扰（4）和终端间交叉链路干扰（5）外，SBFD 还将面临基站侧的上下行自干扰（1）、基站间的子带间交叉链路干扰（2）、终端

109、间的子带间交叉链路干扰（3）等新型干扰挑战。针对交叉链路干扰挑战（4 和 5），需要发展自动化的交叉链路干扰检测和规避技术，具体包括：1）干扰检测：基站间交叉链路干扰测量与上报、以及终端间交叉链路干扰测量与上报。为了提高干扰测量准确度，需选择和设计合适的 CLI 测量参考信号，并研究与之匹配的传输资源静默机制；为了提高干扰测量时效性，需研究物理层（层 1）干扰测量与上报机制；为了提高干扰测量效率，还需要研究基站和终端的收发定时对齐问题。2）干扰抑制：基于空域的干扰抑制技术，如利用多天线空间自由度设计预编码和/或接收向量，实现交叉链路干扰信号和目标信号的信号子空间的正交化；基于功率域的干扰抑制技

110、术，如在存在交叉链路干扰的时隙中降低下行发射功率，或增强上行发射功率；高级接收机，如通过先进的数字处理算法，序贯删除多个强干扰信号。3）干扰规避：基于干扰测量结果，受扰站和施扰站之间协调时域、频域、码域和空间域的调度资源，无需人工介入就能自动规避彼此间的交叉链路干扰。针对基站侧自干扰（1）和子带间交叉链路干扰（2 和 3）挑战，还需要攻克：第43页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 1）基站侧自干扰抑制技术：包括天线域、射频域和数字域自干扰抑制技术。2）基站间的子带间交叉链路干扰和终端间的子带间交叉链路干扰抑制技术：子带间交叉链路干扰主要包括因 P

111、A 非线性导致的发射机泄漏（Tx leakage）干扰和因 LNA非线性导致的接收机选择性（Rx selectivity）干扰两部分。这两部分干扰都为非线性干扰，需要研发针对性的干扰检测和抑制算法。另外，在 SBFD 网络中，终端形态灵活多样，既可以是存量 TDD 终端（不能感知SBFD 网络配置）、也可以是新型 TDD 终端（可以感知 SBFD 网络配置），还可以是具有子带全双工能力的终端。针对存量 TDD 终端，需要研究如何无感知地工作于子带全双工网络中；对于新型 TDD 终端，需要研究 SBFD 网络配置指示技术，并且优化诸如SSB 与上行传输冲突、DCI 调度信令中多个子带非连续频域资

112、源指示、多个子带非连续 CSI 测量资源指示等问题；对于具有子带全双工能力的终端，将结合终端能力，进行更多性能优化。在基站全双工+终端半双工的场景中，场景及干扰解决方案分析如下：在宏微异构网场景中，宏基站为传统的半双工方式，小基站在上行频段采用全双工，终端采用传统的半双工。考虑两种类型终端：传统的 FDD 终端；支持灵活双工的终端。针对小站在上行频段的下行发射对宏站上行接收的干扰：采用宏微之间共 BBU 的方法，通过发送信息共享实现对于小基站下行发射的干扰消除。针对小基站在上行频段上，不同终端收发之间的干扰：可参考 D2D 以及当前全双工中的结点间干扰的解决方案。针对宏站的终端在上行频段的发射

113、对小站终端在上行频段的接收的干扰：可参考 eIMTA等类似的方案加以解决，也可以通过基站调度降低干扰。图3-40 宏微异构网场景中上下行配置示意图 3.5.2.3 子帧结构设计 对于微小区中的灵活双工终端，上行载波支持全双工，若在某个时刻基站没有为灵活双工终端调度上行传输或者终端按照定时关系在该时刻无上行传输，则可以在该时刻为灵活双工终端在该载波调度下行传输。对于 legacy FDD 终端而言，在小基站侧看到的子帧结构依然是 legacy LTE FDD子帧：上行频段用于发射，下行频段用于接收。对于支持灵活双工的终端而言，上行频段类似于 TDD 的结构，需要引入上行转换的 GAP，但是存在一

114、些差异：1）不需要 UpPTS；2）该 GAP 是 UE-specific 的，主要是针对相邻时刻的传输方式，基站侧考虑设置保护间隔。如 N 时刻基站调度终端下行接收，N+1 时刻调度终端上行传输或者反馈时，基站需要在 N 时刻为该终端的下行传输设置一个 GAP。如果 N+1时刻无上行传输或者反馈，则不需要设置 GAP。全双工载波在上行方向的信道设计：1）仅用作业务信道，无需承载广播消息、寻呼消息以及 RRC 信令。2）关于 HARQ 定时关系：Legacy 终端照现在 LTE FDD 的定时关系设计。对于灵活双工终端，当在全双工载波为其调度了下行传输时，该时刻下行传输的 HARQ 定时仍按照

115、 LTE FDD 设计，这样设计可以简化 HARQ 定时关系，在提高频谱利用率的同时却不增加 RTT时间。图3-41 全双工频谱调度下行传输 3.6 通感一体化中的全双工技术 3.6.1 系统模型 本小节考虑 FD 多天线通信雷达一体化系统，在均匀线性阵列上配置 M 根发射天线，N 根接收天线，从 UCN 接收上行信号，并向 DCN 发送下行信号，同时发送和接收雷达探测信号以探测感兴趣的目标。考虑一个简单的联合系统，其中包括上行链路和下行链路的通信和雷达功能共享同一个频带。系统工作在全双工模式，在探测目标的同时与上下行用户通信。系统模型如图 3-42所示。图3-42 全双工通信雷达一体化系统模

116、型图 第45页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 下行信号定义为：()()()()TTdldddddytx ttzth wh s(26)()dx t和()ts分别表示发射功率分别为dlP和Prad的下行信号和雷达信号，dw表示下行波束形成向量，使用最大比组合（MRC）波束形成，dh表示下行频率无关同分布(i.i.d.)具有零均值和协方差矩阵为dlMI的瑞利衰落信道向量，()dzt表示均值为 0，方差为2z的高斯热噪声。ComRad接收到的信号为：com-rad rad self boun()()()()()()ulrttttttyyyyyz (27

117、)其中()uluutxtyh表示接收到的上行信号，其中，uxt表示上行传输信号，uh表示下行频率无关同分布(i.i.d.)具有零均值和协方差矩阵为ulNI的瑞利衰落信道向量，self()ty表示 FD 模式产生的自干扰，boun()ty表示被雷达目标反射的弹跳下行信号，()rtz表示每个元素均值为 0，方差为20的高斯热噪声。tK个远距目标反射的雷达信号为 11()exptKMradkkikkkits tjtya(28)其中k表示复杂的组合 z 路径损耗和目标反射因子，ka表示方向为k的天线导向向量，接收天线阵列以半波长为间距均匀线性排列，所以 sin(1)sin1,kkTjj Nkeea(2

118、9)第k个目标的多普勒频移效应和传输延迟分别用expkjt和k表示，()is t为第i个天线单元发射的雷达探测信号。假设不同天线单元发射的雷达波形是相互正交的，即rad Cov()MPtMsI。假设发射天线单元满足正交条件，则接收信号可以表示为不同波形的和。雷达工作采用占空比为的码分正交线性调频信号。LFM 雷达信号记为 10()KradiiRkPs ts tkTM(30)其中RT为脉冲重复间隔。k为每个相干脉冲间隔的雷达脉冲数(CPI)。is t为第i天线发射的雷达波形，表示为 02001()exp2()()22BiiTfs tjtTjb tRecttT(31)其中(),1,ib t iM为

119、实现不同雷达信号波形之间的正交性的编码序列，0()TRectt表示00,T之间的矩形窗，记为 001,0,()0,else TtTRectt(32)3.6.2 接收机算法 但是，与传统 MAC 中所有上行信号都是未知信号不同，在通信雷达 MAC 中，发送的雷达波形在接收端是已知的。因此，为了提高上行解码性能，提出交替干扰消除算法，分为以下四步：其框图如图 3-43所示。Transmitted Radar WaveformRadar Return ChannelTransmittedCommSignalsUplink ChannelInterference SuppressionCommunic

120、ation InformationComm Signals SubtractionRadar Return SignalsRadar EstimationTarget InformationIncoming SignalsAlternative-SIC ReceiverComm Signals Decoding()com radty()radty()ulty图3-43 交替干扰消除算法框图 步骤 1：干扰抑制。抑制全双工自干扰self()ty，得到抑制后信号com-rad()ty，进一步消除雷达回波信号rad()ty，得到剩余上行信号()ulty。步骤 2：通信信号解调。通过()ulty解调出

121、上行通信信号。步骤 3：通信信号消除。从com-rad()ty中减去解调的上行通信信号()ulty，得到rad()ty。步骤 4：雷达估计。从rad()ty中估计目标的方位角、速度、距离信息。3.6.3 性能仿真 本小节通过数值结果验证了使用交替 SIC 算法的 FD JRC 系统的性能。默认参数如下：对系统参数、天线的数量设置为32M，64N，传输功率为20radPdBm，23dlPdBm，23ulPdBm，假设可以抑制干扰噪声水平，也就是，23selfK dBm，20radK dBm，23bounK dBm，噪声的方差201，设置共享带宽5BfMHz。雷达脉冲相关参数为50CTms，50R

122、Tms，0.1，0100sT。第47页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 图3-44 全双工通信雷达一体化系统性能界限比较 图 3-44 给出了提出的替代 SIC 方案、传统 SIC 方案、时分复用(TDM)和频分复用(FDM)方案下的联合上行和估计速率区域。与正交方案(TDM 和 FDM)相比，联合方案实现了更大的速率域，揭示了雷达系统与通信系统在频谱共享下性能界限上的潜力。此外，与传统的连续干扰消除方案相比，所提出的交替干扰消除方案可根据不同的干扰消除能力进一步扩大速率区域，并获得增益。图 3-44 表明了通信上行速率与雷达估计速率之间的取舍，

123、即在联合工作时，通信系统能够以微小的雷达估计速率性能为代价获得显著的性能提升。且交替 SIC 接收机相较于传统 SIC 接收机、TDMA、FDMA架构，能够有效提升通感一体化系统的可达速率容量界限。结果表明，在一定的雷达估计约束下，雷达与通信系统的频谱共享是可行且有效的。3.6.4 未来工作 本小节给出了系统的理论性能分析和性能仿真，可以看出，交替 SIC 接收机相较于传统 SIC 接收机、TDMA、FDMA 架构，能够有效提升通感一体化系统的可达速率容量界限。通过全双工技术下通信雷达一体化系统性能界限的理论分析，能够得到以下结论：结论 1：交替 SIC 算法接收机能够有效处理干扰，提升通感一

124、体化系统的可达速率容量界限，通过理论性能界限分析可以指导实际系统设计。结论 2：全双工技术作为有效提升频谱效率的技术之一，能够是能接收机同时同频收发信号的功能，对于通信感知一体化系统效率和有效性的提升极具重要性。而在未来的相关研究中，如何进一步提升全双工模式下通信感知系统的干扰消除性能值得深入思考。同时如何根据系统可达速率的理论分析，进一步设计容量增益高且干扰消除高效的一体化波形，是发展通感一体化技术的难点。如何在互利共生的通感一体化系统中通过系统机制设计取得两者共同的性能增益，实现通感系统互惠也是发展全双工通感一体化技术的关键之一。3.7 关键技术小结 本节主要介绍了全双工物理层关键技术，包

125、括自干扰消除技术、全双工帧结构设计以及全双工在新兴通信技术中的应用。全双工技术的实现关键在于自干扰的抑制能力。空域自干扰抑制主要依靠天线位置优化、空间零陷波束、高隔离度收发天线、正交极化、天线凋零法等技术手段实现空间自干扰的辐射隔离，降低接收端的自干扰信号功率，实现自干扰抑制；射频域自干扰抑制是在接收机射频端对自干扰信号进行抑制，是实现数字域自干扰消除的重要前提。当前射频域自干扰抑制方法主要有基于射频耦合和数字重建的射频域自干扰抑制方法，直接耦合和间接耦合射频自干扰消除，两者的核心思想是构建与接收自干扰信号幅相相反的对消信号，在射频模拟域完成抵消，达到抑制效果；数字域自干扰抑制针对残余的线性和

126、非线性自干扰进一步进行重建消除，经过空域与射频域的自干扰抑制后仍会存在部分自干扰残留，将与远端接收信号通过 ADC 采样后进入接收机的数字域，残留的自干扰会对有用信号的获取和解调产生较大的影响。目前普遍使用的数字域自干扰抑制方法有基于自干扰估计与重建、自适应滤波和基于辅助接收链路的数字自干扰消除。帧结构设计方面，介绍了同时同频全双工的帧结构设计与灵活双工的帧结构设计。同时同频全双工的帧结构在上下行重要的系统信号上做了避让，只有数据部分是同时同频收发。最后介绍了通感一体化中全双工技术的实现，通过系统的理论性能分析和性能仿真说明了交替 SIC 接收机相较于传统 SIC 接收机、TDMA、FDMA

127、架构，能够有效提升通感一体化系统的可达速率容量界限。第49页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 第四章 全双工组网技术 4.1 概述 从组网层面来看，同时同频全双工释放了收发控制的自由度，改变了网络频谱使用的传统模式，将会带来网络上用户的多址方式、无线资源管理等技术的革新，需要与之匹配高效的网络体系架构。业界普遍关注和已经初步研究的方向包括：全双工基站与半双工终端混合组网的架构设计、终端互干扰协调策略、全双工网络资源管理、全双工 LTE的帧结构等。4.2 全双工网络架构 4.2.1 全双工基站和半双工用户组网 为将全双工技术应用于现有网络，最可能的

128、情况是基站侧采用全双工，用户侧还是现有半双工。下面，对 TDD和 FDD终端接入全双工基站的场景分别进行分析。将传统 FDD 系统拓展为全双工系统需要在 FDD 的上下行频段分别配置发射机和接收机。如图 4-1（a）所示，基站在频率 f1 上给用户 1 发送信息，在频段 f2 接收用户1 的信息，与此同时在频率 f2 上给用户 2 发送信息，在频段 f1 接收用户 2 的信息。这种拓展的一个重要影响是不同用户需要工作在不同的半双工模式。另一种拓展是基于载波聚合的 FDD 系统，如图 4-1（b）所示。基站可以在 f1 和 f2 两个频段上给用户 1发送信息，给用户 2接收信息。从 TDD系统拓

129、展为全双工系统比较起来会相对简单。TDD用户在一个频段上本身就同时存在发射和接收通道。如图 4-1（c）所示，基站在第 N 个时隙下行调度用户1，上行调度用户 2，在第 N+K时隙下行调度用户 2，上行调度用户 1。图4-1 TDD和FDD系统拓展为全双工示例 4.2.2 全双工基站和全双工用户组网 随着芯片技术的快速发展，全双工中自干扰消除的硬件方案有望向小型化/集成化方向发展。且未来 5G 热点高容量场景下，应用在毫米波频段的终端设计方案有望配置更多的发送和接受天线以完成波束赋形。可见，工作在全双工状态的终端在未来有望实现。因此，考虑全双工基站与全双工用户组网所带来的系统增益和未来将面临的

130、问题是十分有必要的。图4-2 全双工基站和全双工用户组网信息交换示意图 假设基站和终端同时工作在同时同频全双工状态，采用 BPSK 调制方式，双方交换N个比特，终端发送功率的限制使 UE 之间没有相互干扰，终端/基站的发送功率已归一化，且对于自干扰信号消除的能力一致。由于自干扰信号的存在，避免链路间的噪声累计，考虑基站采用物理层网络编码（Physical Layer Network,PNC）即译码转发（Decode Forward,DF）的方式，即在当前时隙对所接收信号进行解调/译码，在下一时隙对信号进行编码/调制转发。如图 4-2 所示，在1N 个信息交换的时隙中，可分为两个部分。第一部分：

131、在slotn（2,nN）时，终端节点同时发送信号至中继节点并且接收中继节点广播的包含上一时隙1n内容的信号。第二部分：在 slot 1时，终端节点同时发送信号至中继节点，在 slot 1N 时，中继节点广播 slot N时收到的信号。假设一个包含N比特的数据包传输时间为sT,则其速率为ssNRT,若系统交换N个比特，系统速率为2sR。定义如下事件：NA：N时隙内，A节点正确接收全部比特；NA：NA 互补事件；NB：N时隙内，B节点正确接收全部比特；NB：NB互补事件；NR：N时隙内，R 节点正确接收全部比特；NR：NR互补事件；并令()P为该事件发生的概率。经过推导，各部分系统速率为：1111

132、11111(,)(,)(,)(,)NNNNNNNNPARTsARBRARBRRR PPPP(33)111111112(,)(,)(,)(,)2sPARTARBRARBRRRPPPP(34)系统总速率为：12(1)1PARTPARTFDNRRRN(35)第51页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 图4-3 全双工基站和全双工用户组网信息交换归一化速率对比 从仿真结果看，由于全双工能力的引入，全双工基站和全双工用户组网进行信息交换，在高信噪比条件下会获得更高的系统吞吐速率。但，由于自干扰信号的存在，在低信噪比下，系统性能会显著恶化。该部分结果，也可为未

133、来该组网条件下的双工选择机制提供参考。4.2.3 全双工小区和半双工小区混合组网 根据网络干扰协调和删除能力，网络可以选择不同的组网策略。当干扰控制能力比较强时，可以所有小区均采用全双工技术，代价是高复杂度和高成本。当干扰控制能力比较弱时，全双工小区可以以较低密度来部署。图 4-4给出了同构网的两种全双工组网方式。不同的频率复用方式也可以进一步应用来控制干扰。不同的小区可以工作在相同频段或不同频段。所有这些都是未来 5G网络需要考虑的。图4-4 不同全双工组网方式 4.2.4 TDD全双工基站的全双工网络 在 3.5.2.4 章节提到的 TDD 全双工基站理念可以应用于多小区网络。例如将图（a

134、），（b）和（c）的全双工基站放置于 7 小区（21 扇区）网络的中央，如下图 4-5（a），（b）和（c）所示。每个相邻小区的每个扇区里的 Tx 和 Rx 都会协调调度，因此在每一个时隙中，小区间的扇区只有上行或下行被调度，不论哪个扇区发送或接收。这可以在很大程度上减少小区间和小区内干扰。尽管在有些区域上行扇区和下行扇区相邻，但这些上下行用户属于不同的扇区，极大的减少了相互间的干扰。此外，DL-DL干扰和 UL-UL干扰可以通过 CoMP 方式进行干扰消除，例如协调调度/协调波束赋形等。(a)Multi-cell TDD full duplex in time slot N(b)Multi-

135、cell TDD full duplex in time slot N+kDLDLDLULDLDLULULDLDLULULDLDLDLDLDLDLDLULULULSector 1(UL)Sector 3(DL)Sector 2(DL)DLDLDLDLULULDLDLDLDLULULULDLDLULSector 1(DL)Sector 3(DL)Sector 2(UL)DLDLDLUL(c)Multi-cell TDD full duplex in time slot N+k+jULULDLDLDLDLDLDLDLDLULDLULDLDLDLSector 1(DL)Sector 3(UL)Sec

136、tor 2(DL)DLDLULUL图4-5 TDD全双工网络 4.2.5 混合双工组网的频率分配策略与分析 传统半双工蜂窝网络中，由于发射和接收通道间的强自干扰，基站无法在同一频率上同时为上行和下行用户服务。在一个全双工半双工混合小区中，如图 4-6所示，基站工作于全双工方式，用户依然为传统的半双工模式(如 FDD)，基站能够为同一频率上、链路反向的用户同时提供服务。例如，一对频率资源(f1,f2)分配给用户 1 分别用作上行链路和下行链路，与此同时，上述链路的反向链路(f2,f1)，即 f2用作用户 2 的上行链路，f1用作用户 2的下行链路。由于同一对频率资源 f1和 f2同时被用户 1

137、和用户 2 复用，只是链路方向不同，用户 1 和用户 2 成为同频共道用户，位于同一个小区中。从基站角度看，链路利用效率相对于传统基站提升了 1 倍，然而用户间的同频干扰问题不得不被考虑，会严重制约同时同频全双工网络的容量增益。因此，同频用户在小区内应保持足够远的距离，该距离由用户接收机的干扰容忍能力决定，此处统一设为 L。下面给出一种简单的小区分区方法，用于抑制用户间同频干扰，如图 4-6所示。基本思想为将小区划分为几个子区域，频率资源也被划分为对应的组数，将频率资源合理分配下去，使得用户在某一子区域反向复用某频率资源时，不影响周围临近区域的用户，即保证能产生同频干扰的频率组在地理位置上足够

138、远(大于 L)。例如，某小区被等分为 9 个子区域，编号为 19，假设共有 9 对频率，编号为 19。此处，为了便于表示，将用于上行的频率记为uf，下行的频率为df，则称,udff 为一对载波频率，用第53页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 于上下行链路。如果将,duff视为不同的一对频率，则在该小区中将有 18 对频率可用，编号为-1-9和 19，其中-i 和 i 表示能引起同频干扰的频率对。基于上述频率分配思想，将 18 对频率对合理分配下去，一种可行的方案如图 4-6 所示。将小区以 6 边形划分，每个子区域配有 2对频率对，互相干扰的频率

139、对在空间间隔足够远。假设共有fN对频率资源，在全双工模式下，将有2fN对可用资源，而传统半双工可用资源对仍限制为fN。小区划分为P个子区域，将2fN对频率分为P组，第 i 组记为 Gi。为了便于分析，假设每个子区域一样大，每组的频率对一样多。同时，假设用户数为，为一个随机变量，近似服从 Poisson分布。用户在小区中随机、独立分布。uplinkdownlink USER2USER1interferenceBS图4-6 一种同时同频全双工半双工混合组网和频点分配方法 在接下来的分析中，首先固定用户数为K。假设每个频率上子载波个数相同，记为uN，每个用户分配的子载波个数相同，记为N。因此，一个频

140、率组中含有2fNP个载波频率，最多可以完全满足4ftufKN NPN 个用户的子载波需求。此处需要指出的是，当在某个子区域iG中的用户数超过ftK时，可用频率资源仍为2fNP，子载波数为4ufN NP.由于P个子区域一样大，用户在小区内随机独立分布，某一个用户位于其中一个子区域的概率为1 P，在某一时刻，在P个子区域中的用户数记为12,PXXX，iX表示第 i 个子区域中的用户个数，每个子区域的用户数的联合分布为多维分布，其概率分布函数为 111!,!PPKPiiKP XkXkPk(36)其中，1PiikK，0,ikK为整数。当K时，iX的分布为,1/iKXKbiiPXC K XPP(37)其

141、中，(,)iiKC K XX 表示组合数。当iG中用户数为iX时，使用到的子载波为4,(),.ufiftiiiftN NXKf XPX N XK(38)因此，1()Piif X表示此时用到的子载波总数。由于 P 个子区域同等大小，用户在其中随机分布，则iEfX 对每个i都相等，下标i可以不用表示出来，统一用iEfXEfX表示。最终，平均使用子载波个数为11001,4,.ftftPPiiiiKbftXKKufbbftXXKEfXEfXPEfXPX XNKKN NPX XNPXKKP(39)将(37)和4ufftNN NPK 带入上式，得到 104,11vKPKXufKiKiXftN NXEfXP

142、C K XPPK(40)其中，min,vftKK K，在K时，载波利用率表示为 01,1,11vKKXFDKXftMXP KC K XPPK (41)由于为随机变量，服从强度为的泊松分布，针对 K 求平均，可以得到 0,1!KFDKPeMK(42)其中，lim0!KKeMK，容易证明式(42)是收敛的，可知,FDP可由数值计算近似得到。下面，将分析得到最优的分组 P 的个数。需要指出的是，如果分组数少于 3，频率资源无法在子区域中平均分配，因此，在分析时，只考虑分组不少于 4 的情形。由分析可知，存在正整数bK使得(,)(1,),FDFDbP KPKKK(43)即表明全双工小区划分的子区域越少

143、，子载波利用率越高。在上述假设中，当4P 时达到最优。在图 4-7 中给出了12fN，1024uN 时的载波利用率随 的变化情况。可以发现，载波利用率随 P 增大而减小，该变化可由上述分析和式(43)解释。此外，图中也画出了固定用户数K时的载波利用率。为了便于比较，传统半双工小区的子载波利用率也被给出:0.5,()/4,.htHDufhtKKKKNN NKK(44)其中，2ufhtN NKN。第55页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 8P 12P 607080901001101200.550.60.650.70.750.80.850.90.952

144、4P 4P 1载波利用率simulation,=FDP Kanalysis of(,)FDP(平均用户数)图4-7 全双工小区载波利用率和用户个数的关系 304050607080901001101200.10.20.30.40.50.60.70.80.91用户数 K6P 8P 12P 24P 4P()HDK(,)FDP K()HDK载波利用率图4-8 全双工混合组网小区与半双工小区的载波利用率对比 图 4-8给出了全双工小区和半双工小区的载波利用率对比，相对于半双工小区，全双工小区取得的利用率上的增益随用户数增加而提升。这是因为，半双工小区中，可用频率资源本身仅为全双工小区的一半，其利用率达到

145、用户数临界值htK后，最大保持为 50%，不再增长。而在全双工小区中，随着用户数增加htKK，用户分布在频率复用区域的可能性提高，可以进一步利用可用的频率资源。注意到lim0KM,则lim,1FDKP K，同样有lim,1FDP，表明当较大，即小区中存在的用户均值较大时，,1FDP，将用户数K固定，当K 时，,1FDP K，即全双工小区设计可以充分利用可用的频率资源。由此也可以看出，全双工小区设计能提高小区容量而不是简单地将小区容量提升 1 倍，这是由于同频干扰的存在导致的。从图 4-7 和图 4-8 都可以看出，无论是,FDP还是,FDP K，子载波利用率都是在4P 时最大。因此，在实际划分

146、子区域时，考虑影响限制距离 L 的各种因素后，将小区划分的子区域数越少越有利于提升资源利用率。同时，较少的频率分组也意味着较低的资源调度和分配复杂度，每组也能获得更多的频率资源。4.2.6 一种中心式基站发射天线和分布式接收天线阵列的组网架构 当同频同时全双工技术应用于蜂窝网络中时，会使得蜂窝系统中的同频干扰更加复杂。如图 4-9所示，在采用中心式的基站布置方案时，全双工基站的发射天线与接收天线位于同一站址上，因此距离较近，导致同频自干扰很强。此外，由于全双工基站在相同的时间和频谱上进行信号的收发，相邻基站之间的同频干扰也会严重影响全双工系统的通信性能。除了增强自干扰消除能力外，我们也可以借助

147、于优化基站组网布局的方法来解决这类问题。TXRXTXRXRXRXRXRXRXTXTXTXTXTX图4-9 传统同频同时全双工组网示意图 为解决全双工蜂窝系统内干扰问题，可以采用如图 4-10 所示的基站收、发天线分置的方案。基站发射机置于小区中央，小区内分布设置多个接收天线。在该方案中，由于接收天线和发射天线之间存在较大的空间距离，从而可以利用信号在空间中的传播损耗有效地减少基站收发天线之间的同频自干扰。TXRXReceiving Antenna Array RXRXRXRXRXRXRXRXRXRXRXRXRXRXRXRXRXRXRXRXTXTXTXTXTXTXTXTXTX图4-10 基站收发

148、天线分置方案 此外，在每个基站接收机上采用接收天线阵列，通过波束赋形算法使得接收天线阵的波束零点指向相邻基站干扰发射天线的方向。因此，这一方法可以有效减少相邻第57页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 基站间的同频干扰。TXTXTXRXTX1010010101(a)Each of receiving antenna arrays receives trainingsequence from neighbouring TXsTXTXTXTX(b)Each of receiving antenna arrays beamforms to nullify

149、 transmitting antennaRX图4-11 天线阵的波束赋形 为了实现接收天线阵列准确的波束赋形，相邻的基站发射机发送彼此正交的 PN 序列，如同图 4-11（a）所示。基站接收机根据接收到的正交码字获得信道估计，并利用波束赋形算法使得接收波束的零点指向对应的基站干扰发射机，如图 4-11（b）所示。假设元天线数据为 n，这样可以形成至多 n-1 个零点，当 n 大于周围发射天线的数目时，就能对周围所有产生干扰的基站发射机产生零点。当 n 大于周围发射天线数目时，除了能让天线阵的零点对准发射天线方向，还可以让天线波束对准特定的 MS。Serving BS-TX1TX1Neighb

150、ouring BS TX2TX2RX1RX2MS1MS2 MS3Serving BS-RX1Serving BS-RX2图4-12 接收天线波束交叠示意图为了实现在基站接收天线阵列波束零点方向上的上行用户信号接收，需要将接收天线阵列的接收波束相互交叠，以实现对小区内所有位置的全覆盖。如图 4-12 所示，当 MS2 位于基站发射机和接收机的连线上时，它也位于该接收机天线阵列的零点位置上，可以通过相邻其它基站接收天线阵列接收其上行信号。4.3 资源分配与调度 4.3.1 VMAC技术 由于全双工通信能够在发送数据的时候同时接收数据，因此全双工通信技术可以在无线信道中实现碰撞检测。基于全双工通信的

151、 CSMA/CD 的 MAC协议，可以带来如下优点：1）基于全双工通信的收发机，在一些子信道上传输数据的同时，同时可以在所有信道上接收数据，换句话说，全双工可以让所有子信道之间相互解耦。因此，在一个信道被利用的同时，其他的空闲信道也可以被感知并被利用起来。此外，当一个数据包在某个子信道上被接收到后，ACK 可以被及时的回复而不顾其他信道的传输状况。2）由于 CSMA/CD 在各个子信道上都能实现，这样碰撞能够及时检测出来，所以碰撞时间会大大缩短。但是由于隐终端的存在，因此还需要在 CSMA/CD 的基础上，辅助其他的技术手段。3）由于整个协议是随机接入协议，因此资源分配将会更加灵活。因此，新设

152、计的 MAC 协议可以解决目前 OFDMA随机接入的各种难点。然而实现上述碰撞检测的功能，并不是一件容易的事，其主要原因是如何能实现对碰撞进行正确的检测。由于全双工通信能够将各信道之间相互解耦，因此以下讨论都是基于单一子信道的情况。一方面，碰撞的两个数据包可能是两个用户发送的，这样的数据包一定会碰撞。另一方面，两个数据包可能是 AP 和用户发出，如果正是用户和 AP 对发，这样的数据包并不碰撞。因此用户和 AP 都需要对数据包进行正确的区分才能正确的检测碰撞的情况。为了正确识别碰撞的情况，当收到一个数据包的时候，必须要能够明确的判断出是谁的数据包。目前对数据包的依赖于 MAC 数据包的包头里面

153、的 MAC 地址信息，然而由于数据在发送的时候为了抵抗信道干扰，对数据进行过处理，必须要将整个数据包接收完以后才能知道地址信息，因此不能及时的检测出碰撞对方的地址。为了解决上述问题，我们提出了在物理层增加虚拟 MAC 地址的办法，具体做法就是在物理层报头里面增加三个信息，发送方地址，接收方地址，以及对两个地址的 CRC 校验信息，如图 4-13所示。这样，当某个收发机在发送数据的同时，当碰撞发生时，只要接收到少量的物理层报头信息，就能判断出碰撞的具体情况，然后做出相应的处理。图4-13 添加虚拟MAC地址后的帧结构 具体的 CSMA/CD 实现框架为：1）如果是两个用户发生碰撞，立刻停止数据发

154、送；2）如果是用户和 AP 发生碰撞，并且发送双方的数据正好是全双工对发，则继续保持发送；3）如果是用户和 AP 发生碰撞，但发送双方的数据不是对发，而是 AP 给另一个用户发送，这种情况下只需要规定一方停止发送就可以了，然后需找全双工机会。根据上述处理，全双工的 CSMA/CD 功能就能够得以实现了，我们将设计的 MAC称为 FD-CSMA/CD。对于隐终端的问题，由于两个用户之前相互之间不能听到对方发送数据，若两个隐终端发生碰撞，他们不能检测出相互发生碰撞然后停止下来，因此需要其他手段预计辅助才能解决。为了解决这个问题，我们设计了 jamming 的方法，具体实现是当两个隐终端发生碰撞，由

155、于相互之前不能检测对方信息从而不会停止发送，当 AP 发现两个用户碰撞以后到物理层报头结束后还在一直发送信号，从而判断这是两个隐终端发生碰撞，从而发送一种特殊的 PN 信号，这种信号具有良好的自卷积特性，当发送用户接收到这个信号后，从而知道自己和隐终端发生了碰撞，从而立即停止发送，避免了碰撞时间的继续延长。第59页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 图4-14 成功建立全双工通信的情况 根据用户或者 AP 角度分类，具体的 MAC 工作流程如下。（1）对于用户来说，在用户进行碰撞退避的时候，如果信道上有信号发送，该用户就冻结他的退避计数，然后接收信

156、道上发送的信号，在接收完物理层报头以及虚拟MAC 以后，根据不同的情况采取如下对策：如果该数据包是 AP 传给他自己的，并且他自己正好有数据包要传给 AP，就继续监听信道 SIFS 时长，如果信道还是被占用，就在该信道上传输自己的数据给 AP，如图 4-14（a）中用户 A 所示，如果信道变成了空闲状态，该用户就什么数据都不发送。然后，如果该数据包不是 AP 发给他的或者信道发生了碰撞（VMAC 不能正确接收），就保持沉默一直到整个数据包发送结束，如图4-14（a）中用户 B 所示。如果该用户在退避结束的时候信道还是空闲的，那么该用户就发送自己的数据给AP，并同时监听信道的状况，如果监听到一下

157、四种情况，就继续发送数据知道整个数据包发送完毕。第一种情况为 AP 在解开 VMAC 后发现某用户在给他发数据，AP 抓住全双工的机会同时发送数据给该用户，如图 4-14（b）所示。第二种情况为，AP 与该用户同时开始发送的数据，但是 AP 发送的数据是给另一个用户的，这时该用户继续给AP 发送数据，但是 AP 放弃之前发送的数据包，转而抓住机会与该用户进行全双工通信，如图 4-14（c）所示。第三种情况为，AP 与该用户同时发送数据而且正好 AP的数据也是发给该用户的，保持数据传输一直到结束。第四种情况为该信道被 AP 发送的一个 busytone信号占据，如图 4-14(d)所示。除了以上

158、发送成功的情况，如果用户检查到以下两种情况则立即停止发送。第一种情况为，在解开 VMAC 以后，用户发现该数据是某一个用户正在发给 AP 的数据，如图 4-15（a）所示。第二种情况为发现 VMAC 发生了碰撞，如图 4-15（b）所示。图4-15 发生碰撞的情况（2）对于 AP 来说，如果在退避的过程中发现信道上有数据开始传输，AP 冻结他的退避计数。在接收完物理层包头和 VMAC 以后，根据不同的情况作出如下对策：如果 VMAC 被正确解出，发现某一用户正在发送数据给 AP，抓住全双工的机会给该用户发送数据，如图 4-14（b）所示，如果 AP 没有数据发送给该用户，则发送一个busyto

159、ne 信号直到传输结束用来防止隐终端发送数据，如图 4-16 所示。如果 AP 发现VMAC 发生了碰撞，AP 继续监听 SIFS，如果信道变为空闲，AP 就什么也不做然后开始新一轮的信道竞争，如图 4-15（a）所示，如果信道依然被占用，AP 则发送jamming信号终止其他用户的发送，如图 4-17（a）所示。图4-16 AP发送busytone的情况 如果 AP 在退避结束的时候信道还是空闲的，那么 AP 开始发送数据给某用户，并继续监听信道状况，如果发生以下三种情况，AP 持续发送数据直到结束。第一种情况为，信道为空闲状况，因为没有用户发送数据给 AP。第二种情况为，目标接收用户抓住了

160、全双工通信的技术，与 AP 建立全双工通信，如图 4-14（a）所示。第三种情况为，目标接收用户正好与 AP 同时发送，如图 4-14（d）所示。第61页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 除了以上发送成功的情况，如果 AP 检测到一下两种情况，则立即停止数据发送。第一种情况为 AP 检测到另外有一个用户与他同时发送数据，则 AP 立即停止发送数据给目前正在发送数据的用户，并抓住全双工机会发送数据给目前正在给他发送数据的用户，如图 4-14（c）所示。第二种情况为 AP 发现 VMAC 发生了碰撞，AP 立即停止发送并继续监听信道 SIFS 时长，

161、如果信道变为空闲，AP 保持沉默，如图 4-14（b）所示，若果信道有数据发送，那么碰撞则是由隐终端造成的，AP 发送 jamming 信号终止信号发送，如图 4-17（b）所示。图4-17 AP发送jamming信号的情况 4.3.2 自适应的信道测量及资源分配技术 意识到全双工不是唯一的方式提升频谱效率，SU-MIMO,MU-MIMO 都是频谱效率提升的解决方案。例如，在 subframe n 的 PRB i,UE1 被调度来传输 PUSCH 于 subframe n+4,为了复用相同的资源，gNB有至少下列选项：选项选项 1:在 subframe n 中,调度另一个 UE2 用于上行;选

162、项选项 2:在 subframe n+4 中,至少调度另一个 UE3 用于下行;选项选项 3:在 subframe n+4 中,调度 UE1 用于下行。选项 1 是 UL MU-MIMO,这被支持于目前的 LTE 中通过空分复用来提升频谱效率，UE1 和 UE2 不得不通过空间分割来使能这种空分复用。在接收方，gNB 必须处理流间干扰。如果有很多 UE 在系统中，预期可以得到一个 UE 对适合于 MU-MIMO 操作以提升频谱效率。选项 2 是在 gNB 侧使用全双工，尽管对于 UE 仍然是硬件操作。为了使能该选项，UE1 和 UE3 不得不远离彼此以避免 UE 间干扰。比较选项 1，选项 2

163、 具有允许不同链路方向的 UE复用在相同资源上的优势。优势体现在，当系统中有更多的下行数据传输，通过选项 2,gNB可以在某一 UE的一个 PDSCH资源上激活另一个 UE的上行传输。前提条件是这两个 UE不靠近对方，在 gNB侧引入全双工能力。选项 3 是在 gNB 和 UE 侧都是用全双工，即 gNB 和 UE 都能够有自干扰取消能力。跟选项 2相比，选项 3使能同一个 UE在相同资源上的下行和上行传输。这避免了选项 2 中的 UE 间干扰，代价是 gNB 和 UE 侧都需要有自干扰取消能力。此外，应该注意到，选项 3只当 UE既有上行又有下行数据时才被使用。这三个选项有不同的使用情况及要

164、求，可以预期基于负载状况及干扰状况，选项 1到 3可以动态选择，得到最大增益。本方案考虑基于 gNB/UE 能力和流量状况及干扰，使得 gNB 在选项 1 到 3 中切换实现自适应的资源共享。为了帮助作出选择，三个选项的增益必须进行比较，除此之外，对于每个 UE可选择的选项是不同的。例如，对于不能全双工的 UE，只有选项 1 和 2 可以选择，然而对于具有全双工能力的 UE，所有选项都可以选择。此外，选择的选项也依赖于干扰状态，如，UE间干扰，自干扰，流间干扰。对选项 1，gNB 基于上行 CSI 和 SINR，可以通过考虑流间干扰进行吞吐量估计；对于选项 2，gNB 可以通过考虑 UE 间干

165、扰估计 UE1 的 UL 吞吐量和 UE2 的 DL 吞吐量，然而目前没有 UE 间干扰的 CQI 汇报；对于选项 3，gNB 通过考虑自干扰消除增益，可以计算 UE1 的 UL吞吐量及 UE1 的 DL 吞吐量。UE1 的 CQI 汇报必须考虑自干扰因素。作为另一个选项，UE 可以汇报其干扰取消增益（以 dB 值），但这只考虑本地全双工能力而未考虑干扰因素。本方案提出一个有效的机制,使得 gNB 收集必要的信息,评估所有可能的选项用于资源共享,同时减少调度复杂性和最小化 UE 汇报及盲检测。本方案提议对于 UE 引入三套子帧子集，在每个子集中有定义的特定测量，那么基于一个 UE 组标示，UE

166、 能够知道要求的测量和在每个子帧子集中的 PDCCH 检测。因此实现 gNB 侧动态的资源共享方案，简化调度和测量配置。方案中采用的一些定义及简单的描述如下：1)新的 UE被划分成 DL业务较重的 UE组 GD和上行业务较重的 UE 组 GU，其中 UE可以是全双工或者非全双工；2)GD和 GU组的 UE 被配置不同的 TDD 配比，这两个 TDD 配比被 UE 从系统信息中获取，因此 UE 基于被分配的组知道使用哪个 TDD 配比，即上行业务较重的位于GU组的 UE知道使用上行业务较重的 TDD配比；3)基于 TDD 配比，子帧被划分成不同的集合，在两个组中被配置成相反链路方向的子帧是 FD

167、 subframes SFD，在两个组中被配置成相同链路方向的子帧 DL/UL 的是SD,or SU；4)定义子帧特定的测量：测量的汇报可以被配置成周期或事件触发的；测量也是组特定的；5)基于所属于的组，UE知道每个子帧集合中的自身操作。方案的具体内容如下：1)UE 被信令通知两套 TDD 配置，和一个 UE 组标示，其中第一个信令可以是广播的，然而第二个是 UE 特定的信令。组标示包括至少组 ID，也可以包括这个组中的 UE ID。2)基于被通知的 TDD配比和组标示，UE推导三个子帧子集:基于 UE组标示，UE可以获知适用哪个 TDD 配比，例如，位于 GU组的 UE 使用 UL 较多的

168、TDD 配比，然而位于 GD组的 UE 使用 DL 较多的 TDD 配比；基于 TDD 配比，子帧被划分成不同的集合,对于两个 TDD配比，配置的子帧是相反链路方向的被表示成 SFD,对于两个 TDD 配比，配置的子帧是相同链路方向的，如下行方向被表示成 SD，如上行方向被表示成 SU。3)每个子帧子集有特定的测量和报告：a)SD子帧子集提供了 CQI 用于半双工通常操作，对位于两个组里的 UE，测量被第63页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 限制在子帧集合 SD。CQI的汇报是周期或非周期的。b)SU子帧子集提供了自干扰取消增益用于 UE 侧的

169、全双工操作。对于两个组中有全双工能力的 UE，关于自干扰取消增益的测量或全双工能力被限制在子帧子集 SU：对于 GU组里的 UE，除非被 gNB 触发，否则不将汇报取消增益；对于GD组里的 UE，当被 gNB 触发或者当有 BSR 来汇报时，可以汇报取消增益；另一个选项是 UE 获知一定持续时间内的干扰取消能力的固定值（如，对于不同的 beam连接或低功率模式等）并反馈该值。c)SFD提供了 UE间干扰估计（inter UE interference(IUI)）：对于位于 GD组里的 UE，假如 IUI 的汇报被配置，将在一定的子帧，在子集 SFD测量 SRS/RACH。子帧可以被专门配置，或

170、隐含知道，例如，默认为 SFD的第一子帧。对于位于 GU组里的 UE，假如被配置，将在一定的 SFD里的子帧发送SRS/RACH（序列，频率资源）：SRS/RACH 配置可以只是指示频率资源和所使用的序列，但是不一定指示子帧，子帧可以通过子帧子集被 UE 预先知道，如 SFD的第一子帧；用于 SRS/RACH 的资源可以被隐含链接到分配给 GU组里的 UE ID。另一个选项是汇报瞬时的面临 UE间干扰时的 RSRQ。CQI汇报 和 SRS/RACH 传输可以是周期配置的或者事件触发的。具体实施方案的详细过程：具体实施方案的详细过程：图 4-18 展示了一个子帧子集决定的例子。UE 被配置两套

171、TDD 配比（DUUUU，DUDDD），基于它和组指示，UE 得到 TDD 配比和三个子帧子集。可选地，gNB 可以直接发信令给 UE 关于这三个子帧子集的配比，而不是让 UE 隐含推导。为了避免对于legacy UE 的影响，legacy UE 被限制只被调度在表示成 Slegacy的一些子帧上，在这些子帧上，没有 UE 间干扰，并且 CSI 测量子集可以被配置给 legacy UE 来得到精确的 CSI报告。图4-18 子帧子集确定示例 对于这个例子，在子帧 0，UE 测量 CQI；在子帧 1，UE 测量自干扰消除增益，但是触发回报他的对于两个组是不同的；在子帧 2，GU组的 UE 发送

172、SRS/RACH，然而GD组的 UE测量 UE间干扰。在子帧 2，有一个对于 PRB I的调度结果的例子,如图 4-19所示。在子帧 0，PRB i被调度作 DL对于 UE1 和 UE3，形成 DL MIMO；在子帧 1，PRB i 被调度作 UL 对于UE1和 UE6，形成 UL MIMO；在子帧 2，PRB i 被调度作既是 DL又是 UL对于 UE5，实现 UE 和 gNB 都是全双工；在子帧 3，PRB i 被调度作 UL 对于 UE4 和 DL 对于UE2，这只要求 gNB 侧的全双工；在子帧 4，PRB i 被调度作 DL 对于 UE2 和 UE6，形成 DL MIMO。图4-19

173、 调度结果示例 在这个例子中，通过从不同的资源共享方案中选择，每个子帧都有提高的频谱有效性。这种动态的选择通过子帧/子集特定的测量来实现。该方案的优点是：通过定义的 UE 分组及定义的 UE 在每个子帧子集中的操作，可以得到自适应的资源共享方案；这可以基于 UE能力，自干扰消除增益及潜在的频谱有效性来优化调度决定；在 gNB侧简单有效；并且使用简化了的测量配置和 UE操作。4.4 全双工系统的性能仿真 根据 3GPP 采用的典型参数，本小节对全双工系统的性能作了初步的仿真，并与静态 TDD以及 TDD-IMTA技术的性能做对比。A.干扰分析干扰分析几类双工情形的下行的干扰情况如图 4-20 所

174、示。相比静态 TDD 和 TDD-IMTA，在全双工情形下，还存在另外两类干扰：同一小区其它用户上行传输对当前用户的下行接收的干扰，以及相邻小区的基站的下行传输和相邻小区的用户的上行传输。在静态 TDD和 TDD-IMTA，来自相邻小区的干扰只有一种。a)全双工b)静态 TDDc)TDD-IMTA图4-20 几种双工情形下的下行的干扰情况 上行的干扰情况如图 4-21 所示。相比静态 TDD 和 TDD-IMTA，在全双工情形下，还存在另外两类干扰：基站的自干扰（主要是发送对接收的干扰），以及相邻小区的基站的下行传输和相邻小区的用户的上行传输。在静态 TDD 和 TDD-IMTA，来自相邻小区

175、的干扰只有一种。第65页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 b)全双工b)静态 TDDc)TDD-IMTA图4-21 几种双工情形下的上行的干扰情况 B.系统仿真参数系统仿真参数表 4-1给出了主要的仿真参数，基本上符合 3GPP 常用的典型取值。表4-1 双工系统仿真的主要参数 参数参数 取值取值 网络拓扑 六边形（7个站点）站间距 200米 载频 2.4 GHz 带宽 20 MHz 发射功率 基站：30 dBm；终端：23 dBm 基站天线增益 5 dBi 终端天线增益 0 dBi 噪声系数 基站：5 dB；终端：7 dB 信道模型 基站-终端

176、：UMi（室外）终端-终端：D2D 基站-基站：IMTA 阴影衰落 基站-终端（LOS/NLOS）：3 dB/4 dB 终端-终端：7 dB 基站-基站：6 dB 基站间阴影衰落相关度 0.5 天线形态 基站：全向；终端：全向 自干扰消除能力 基线：110 dB 干扰建模 显式建模 业务模型 Full-buffer 功率控制 无 调度算法 比例公平 链路性能模型 香农容量公式 热噪声功率密度-174 dBm/Hz静态 TDD下的上行下行比例 可配置 IMTA TDD 支持 全双工 基站侧：使能；终端侧：关闭 图 4-22 是基站-基站，基站-终端，终端-终端的路损模型和直视径的概率。明显可以看

177、出，基站-基站链路的直视径概率高于基站-终端，终端-终端的链路。而非直视径的路损高于直视径的。在直视径条件下，基站-基站链路的路损低于基站-终端的，而终端-终端的路损最大。(a)直视径的概率(b)路损模型图4-22 全双工组网的路损模型和直视径的概率 C.评估方法和准则评估方法和准则首先保证静态 TDD 在一定的上下行配比条件下，以及 IMTA 的下行的小区平均频谱效率与全双工的相同，比较小区边缘频谱效率。然后再比较小区上行的平均频谱效率和小区边缘频谱效率。调整自干扰消除的能力，从 70 dB变至 140 dB，重复以上的仿真。D.仿真结果仿真结果第67页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者

178、请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 从表 4-2 可以看出，当静态 TDD 的下行占比在 50%时，其下行小区平均谱效接近全双工情形下的下行平均谱效。表4-2 下行小区平均谱效（bps/kHz）下行占比下行占比 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 全双工 2.46 TDD 0 0.56 1.07 1.50 1.90 2.33 2.62 2.96 3.22 3.42 3.64 谱效比值 N/A 4.39 2.30 1.64 1.29 1.05 0.94 0.83 0.76 0.72 0.68 下行小区边缘谱效与全双工情形的对比见表 4-3。表4

179、-3 下行小区边缘谱效（bps/kHz）下行占比下行占比 0 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1 全双工 1.7 TDD 0 2.8 4.1 5.2 5.2 5.5 5.9 6.0 6.7 6.3 7.2 谱效比值 N/A 0.61 0.41 0.33 0.33 0.31 0.29 0.28 0.25 0.27 0.24 固定静态 TDD 的上下行配比为 1:1，此时上行小区平均谱效和边缘谱效与全双工情形的对比分别见表 4-4和表 4-5。这里全双工尝试了不同的自干扰消除能力。表4-4 上行小区平均谱效（bps/kHz）自干扰消除能力自干扰消除能力 70

180、 80 90 100 110 120 130 140 全双工 0.46 1.14 2.00 2.90 3.56 3.61 3.75 3.71 TDD 3.52 谱效比值 0.13 0.32 0.57 0.82 1.01 1.03 1.07 1.05 表4-5 上行小区边缘谱效（bps/kHz）自干扰消除能力自干扰消除能力 70 80 90 100 110 120 130 140 全双工 0.40 2.8 7.0 8.2 7.8 7.7 8.6 7.5 TDD 9.7 谱效比值 0.04 0.29 0.72 0.85 0.80 0.79 0.89 0.77 从以上的表格看出，在没有功率控制的情形

181、下，要保证全双工的小区下行和上行平均谱效与 TDD 的相近，则全双工的小区下行和上行的边缘谱效就会大大低于 TDD 的边缘谱效。即使采用更高能力的自干扰消除，全双工下的边缘谱效还是低于 TDD的。00.20.40.60.801234567TDD/IMTAFDa)下行（TDD:1:1）00.20.40.60.8101234567TDD/IMTAFD w/Self-interf.FD wo Self-interf.b)上行（TDD:1:1;全双工自干扰消除能力：110 dB图4-23 干扰源数目的分布 图 4-23 是干扰源数目的分布。从图中发现，无论是下行还是上行，全双工情形下的干扰源的数目要多

182、于静态 TDD 和 IMTA 的。自干扰消除能力的高低对干扰源数目的影响不大。干扰源数目的分布可以解释全双工情形边缘谱效较低的原因。4.5 无蜂窝网络辅助全双工 本小节在无蜂窝大规模分布式 MIMO 网络构架条件下，提出了网络辅助全双工（Network-Assisted Full Duplex，NAFD）这一全双工技术新途径，以统一的方式实现了灵活双工、混合双工、全双工和其它双工方式，并可同时解决 CLI 问题，从而得到真正意义上的灵活双工方式，这对于 5G NR和 6G系统的资源动态调配至关重要8。4.5.1 无蜂窝网络辅助全双工架构 图 4-24 给出了基于无蜂窝构架的 NAFD 示意图，

183、它实现了真正意义上的灵活双工方式。第69页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 图4-24 基于无蜂窝构架的网络辅助全双工示意图 其主要工作原理包括：上下行无线链路在相同的频率资源上同时进行；每个远端天线单元（Remote Antenna Unit，RAU）通过回程链路连接到基站基带处理单元（Baseband Unit，BBU），并由 BBU 实现联合基带处理；每个 RAU 由一个收发机来实现发送或接收或同时发送与接收，并由 BBU 根据整个网络的流量负载决定合适的双工方式。对于CCFD RAU 而言，RAU 的收发自干扰可以在模拟域上消除，因此我们

184、可以将其看作为两个 RAU，一个用于上行接收，另一个用于下行发送。另一方面，对于发送 RAU 与接收 RAU 间的 D2U 干扰，由于该链路的准静态特性，可以以很低的开销导频估计得到，且在 BBU 处对上行和下行基带信号的集中处理使得 BBU 可以提前获得所有 UE下行预编码以后的信号，从而可以在数字域上消除无蜂窝 NAFD 系统中的 D2U 干扰。因此，在无蜂窝构架条件下，可由现有的半双工 RAU 实现带内全双工，这也是把这种双工方式称为 NAFD 的原因。尽管 UE 可以采用 CCFD 收发机，但为降低 UE 的处理复杂度，以下仅考虑基于传统 FDD或 TDD双工方式的 UE。由于 UE

185、无法感知整个系统的工作情况，NAFD 系统仍然存在 U2D 干扰。消除该干扰的主要途径包括以下三种：1）当下行用户能够估计出干扰用户的信道时，可通过干扰消除技术消除上行用户的干扰；2）在 BBU 中采用联合上下行用户调度和分组配对，可减轻 U2D干扰；3）通过上行功率控制，也可减轻 U2D干扰。NAFD 和现有的双工技术相比，主要有以下不同和优势。NAFD 是在无蜂窝架构下的一个系统概念。首先，和传统的 TDD 相比，NAFD 能够提供低时延的服务；和传统的 FDD 相比，NAFD 能够在不降低频谱利用率的情况下支持非对称业务。其次，和新型双工技术相比，对于基于无蜂窝架构的 NAFD，每个 R

186、AU 可以工作在半双工模式或者 CCFD 模式。通过联合处理，可以降低灵活双工、混合半双工和 CCFD 网络中的CLI。比如说，基于无蜂窝架构的 NAFD 可以支持 5G NR 的灵活双工。以图 4-25 所示的动态 TDD 为例，采用 NAFD 可以消除 D2U 干扰。更重要的是，在无蜂窝架构条件下，RAU 数量的扩展在理论上可以不加限制。图 4-26 展示了 NAFD 在灵活 FDD 中的应用。对于基于无蜂窝架构的 NAFD，当所有的 RAU 都工作在半双工模式且每个RAU 都在发送或者接收，可以将其视作为 CoMPflex 的扩展。这种情况下，理论上来说，NAFD 和 CCFD 的性能对

187、比就类似于分布式 MIMO 和集中式 MIMO 的对比，分布式 MIMO 可以获得额外的功率增益以及宏分集9。由于 RAU 密度的增大，NAFD 可以获得比 CCFD更好的性能。图4-25 动态TDD 图4-26 灵活FDD 由此可以得出结论：在消除 D2U 干扰并减轻 U2D 干扰后，采用 NAFD 的无蜂窝构架可以实现真正意义上的灵活双工方式，包括动态 TDD、灵活 FDD和全双工，从而更加有效和灵活地利用上下行无线资源。从这一点来讲，NAFD 可以被视为一种普适性的自由双工实现方法8。4.5.2 无蜂窝网络辅助全双工频谱效率 为了得到基于无蜂窝架构的 NAFD 系统总频谱效率的一般化、可

188、推广的数值理论分析结果，考虑空间相关性、大尺度衰落、非理想 CSI 以及非理想 D2U 干扰消除的影响。通过对无蜂窝 NAFD 系统的信号模型与信道模型建模，基于大规模随机矩阵理论，本节从理论上推导出了无蜂窝 NAFD 系统下行采用 ZF 预编码和 RZF 预编码时下行总频谱效率的确定性等同、上行采用 MMSE 联合检测时上行总频谱效率的确定性等同，详细结果可参考文献10。在给定信道统计信息时，不需要知道实际信道实现，就可利用确定性等同估计无蜂窝 NAFD 系统的频谱效率。文献10中考虑了空间相关性、大尺度衰落、非理想 CSI以及非理想 D2U 干扰消除的影响，所以得到的数值结果可推广至其它系

189、统模型，其它系统模型可视作该系统的特殊情况。例如 CCFD 系统，包括 CCFD 大规模 MIMO 和CCFD C-RAN，都是 NAFD 无蜂窝大规模 MIMO 系统的特殊情况。从文献10的结果可以看出，半双工节点的 NAFD 在天线总数一定的情况下优于 CCFD-CRAN 和Massive MIMO 的 CCFD，这种系统性能的对比，可以从传统分布式 MIMO 与集中式MIMO的对比类推得到。4.5.3 无蜂窝网络辅助全双工用户调度策略 为了减轻基于无蜂窝架构的 NAFD 系统中存在的 U2D 干扰并进一步提升系统的频谱效率，提出了一种基于遗传算法的新型用户调度策略，称之为 GAS（Gen

190、etic Algorithm based User Scheduling Strategy）。对 NAFD无蜂窝大规模 MIMO网络架构下第71页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 存在的 U2D 干扰进行最小化问题建模，利用 GAS 算法可以得到该问题的近似最优解。这里需要指出的一点是，由于遗传算法本身的特性，无法保证最终得到的用户分组方案是绝对最优，只能保证是近似最优解10。但这对于想要在无蜂窝 NAFD 系统中消除 U2D 干扰这一目的来说，足够提供一种低复杂度的优秀解决方案。和在整个搜索空间中进行穷举搜索最优解相比，提出的 GAS 算法实现

191、复杂度较低。和随机用户调度策略相比，提出的 GAS 算法能够保证系统中总的 U2D干扰较小。4.6 组网技术小结 本小节主要介绍了全双工技术的网络架构、资源分配技术与系统的性能仿真。在网络架构中，列举了多个全双工基站的组网方式，通过分析每一种网络架构下引入的干扰说明了不同网络架构的优缺点。在资源分配与调度技术上，全双工网络借鉴了WLAN网络中的 CSMA/CD 技术设计了 FD-CSMA/CD技术，通过碰撞检测实现双向传输。在全双工系统的性能仿真中，对全双工系统的性能作了初步的仿真，并与静态TDD以及 TDD-IMTA 技术的性能做对比，说明了全双工组网的优越性。第五章 全双工原型验证 5.1

192、 电子科技大学全双工原型验证 5.1.1 场景 2014 年2019 年，电子科技大学开发了一个全双工 2 发 2 收 MIMO 样机来验证LTE 信号的全双工传输。在全双工通信实验中，最大的挑战是自干扰的抑制。电子科技大学开发的样机具有两个发射天线和两个接收天线。图 5-1中的射频抑制板、射频板和基带板组成了此样机的板卡部分。收发天线的分离引入的路径衰减实现了自干扰的抑制，称为空域抑制。射频抑制板在接收机前端对自干扰进行抑制，而运行在基带板中的数字抑制算法进一步对残余自干扰进行抑制。实验结果显示，自干扰总共被抑制了 115dB，此时最终的残余自干扰降低到了底噪水平。图5-1 全双工2发2收L

193、TE样机 5.1.2 性能与功能指标 电子科技大学的试验系统由一个全双工 LTE 基站和两个全双工 LTE 移动站组成，其中基站负责在两个移动站之间转发数据。实验中的 LTE信号具有 20MHz 带宽并采用16-QAM 调制，射频信号中心频点为 2.535GHz。实验场景如图 5-2 所示。实验结果显示，在全双工模式下，两个移动站之间的数据速率达到了 200Mbps，而半双工模式下的数据速率仅有 110Mbps。这意味着电子科技大学的全双工 2 发 2 收 MIMO 系统成功的将 LTE的吞吐量提升了 80%。第73页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术

194、报告 图5-2 全双工2发2收LTE通信外场实验 5.2 中兴通讯全双工原型验证 5.2.1 场景 通过对中兴通讯研发的 2600MHz 频段的 TDD LTE RRU 硬件平台的改造来构建全双工原型验证硬件环境。对于全双工的验证测试环境，由于全双工技术目前处于研究阶段，还没有形成相应的通讯标准协议，因此当前对于全双工技术的验证还没有现成的测试方案、测试设备或测试终端进行通讯指标及通讯业务的验证。为了能够验证我们全双工技术的性能，我们测试依然采用 TDD LTE 的测试环境进行测试,只是在 TDD LTE 下行发射数据流中上行时隙位置填充相同功率且同带宽的噪声信号进去,以保证下行发射信号在时间

195、上以相同功率一直在发射,在此条件下测试 TDD 模式下的 20MHz 带宽的 LTE 上行的灵敏度及流量业务从而验证在有下行同时同频干扰情况下的上行灵敏度及业务性能。由于采用的是 TDD 已商用频段进行测试验证，因此实际环境中的 2600MHz 频段内的接收信号干扰影响比较大，为此通过把收发天线及射频抵消单板及测试 UE放到屏蔽箱的方式，降低外界干扰对于指标测试影响。改造后的 RRU 整机可以放到外边通过射频线缆连接到屏蔽箱内。测试业务时电脑通过网线连接 BBU 同时通过 USB 连接测试 UE；测试灵敏度时需要电脑通过网线连接 BBU，同时采用信号源连接 BBU 同步输出端，信号源的输出通过

196、合路器与屏蔽箱里的射频抵消板输出合路接入到 RRU 的接收端。电脑把 BBU 及 RRU 版本配置好后就可以开始进行测试了。业务测试主要测试上行流量，通过电脑打开流量测试软件进行上行灌包测试，测试在有同时同频大功率发射干扰下的接收流量受影响情况；灵敏度测试测试在有同时同频大功率发射干扰下的接收灵敏度指标。测试采用在 2600MHz 频点下行全时间段发射 25dBm 的 20MHz 带宽 LTE 信号下 TDD 模式的上行业务流量和上行灵敏度指标。上行业务流量测试环境如下图 5-3所示。上行灵敏度测试环境如下图 5-4所示。图5-3 全双工上行流量测试环境 图5-4 全双工灵敏度测试环境 5.2

197、.2 性能与功能指标 5.2.2.1 链路增益预算 通过给屏蔽箱的射频抵消板灌入 25dBm 的输入信号由下行天线发射，经过接收天线隔离和射频抵消板干扰抵消后测试上行输入功率为-55dBm。此功率小于 RRU 整机接收链路的饱和功率值-48dBm，最后再由接收机采样后经过数字干扰抵消。5.2.2.2 全双工模式下上行流量业务测试 流量测试采用 TDD LTE 5ms 帧内 2 个上行子帧进行流量测试，此时理论最大流量为 20Mbps，我们通过在 TDD LTE 发射数据流中填满上行子帧来模拟全双工应用场景的方式进行上行流量测试，在自适应数字干扰抵消算法旁路的情况下流量只有4Mbps，当打开自适

198、应数字干扰抵消算法后流量回复为 19.5Mbps，基本上与正常流量相当。从读取的接收数字功率看，在自适应数字干扰抵消算法旁路时数字功率为-20dBFS，当打开自适应数字干扰抵消算法时干扰信号功率降低到了-60dBFs 以下，说明自适应数字干扰抵消算法抵消量在 40dB 左右，此时打开 UE 发现接收功率变为-49dBFS，此功率为接收到的 UE信号功率，RRU 的接收信噪比在 11dBc。第75页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 5.2.2.3 全双工模式下灵敏度测试 灵敏度测试时，下行链路在 2600MHz 频点长发全时隙的 20MHz 带宽的

199、干扰信号，功率依然是 25dBm，上行通过信号源同样在 2600MHz 频点发射 20MHz 带宽的灵敏度测试源进行灵敏度测试。由于是开盖测试，正常的 TDD LTE 的 20MHz 带宽只能测试到-96dBm，以此为基准进行全双工灵敏度测试。测试结果见下表，从结果可以看出自适应数字抵消算法把灵敏度从-51dBm提升到了-95.7dBm。表5-1 全双工灵敏度测试结果 下行不加干扰的灵敏度 下行长发同时同频干扰 备注 旁路自适应数字抵消算法的灵敏度 打开自适应数字抵消算法的灵敏度-96dBm-51dBm-95.7dBm5.3 北京大学全双工原型验证 为了将 CCFD 应用于室外环境，我们需要将

200、自干扰抑制 120dB，虽然这项任务在基站（BS）端并不难完成，但是由于受到尺寸的限制，该技术在移动终端（MS）还是存在很大的挑战。因此研究的系统由一个位于中心的全双工基站和两个 TDD 终端组成，如图 5-5 所示。全双工基站 BS 可以与 MS1 建立一条上行的通信链路；与此同时，BS1 可以与 MS2 建立一条下行的通信链路。利用同频同时全双工，在相同的频谱上通信的收发双方同时发射和接收信号，与传统的 TDD 和 FDD 双工方式相比，从理论上可使空口频谱效率提高 1倍。Interference canceller Receiver Transmitter MS2 MS1 BS dMS1

201、-MS2 dBS-MS1 dBS-MS2 图5-5 同时同频全双工系统的自干扰场景图 在这个室外 CCFD 蜂窝系统中，自干扰来源于两个方面：1）BS 对 BS 的干扰；2）MS 对 MS 的干扰。在上下行信号同频、同时隙发射的情况下，BS 对 BS 的干扰表现为本小区基站发射机和邻小区基站发射机对本小区基站接收机的干扰。MS 对 MS 的干扰如图 5-5所示，为 MS1 对 MS2 的干扰。已经开发出的室外同频同时全双工演示系统如图 5-6（a）所示。它由一个全双工基站和两个 TDD 移动终端组成。小区覆盖直径达到 100m。系统带宽为 12.5MHz，工作频率为 1.92GHz。基站在接收

202、一个终端发来视频的同时，发送视频给另一个终端。另外一个系统研究了消除相邻小区干扰的问题，场景如图 5-6（b）所示。当邻小区干扰信号比目标接收信号高 15dB 时，基站与移动终端间的视频传输仍然十分稳定可靠。MS1BS100m MS2 UE1+interference（TX）FD BSUE2（RX）36m36mGPSantennaGPSantenna(a)(b)图5-6 同时同频全双工系统的演示示意场景图 此外，北京大学还开发了全双工室外点对点通信系统，通信距离达到 500m，实验场景图如图 5-7所示。现已完成的适用于室内环境的点对点全双工演示系统由两个全双工节点组成，在终端移动的情况下，双

203、向视频传输仍然非常稳定可靠。该系统终端的天线尺寸为 24cm6cm，这样的天线尺寸完全可以安置在笔记本电脑里。图5-7 室外点对点全双工通信系统 全双工技术应用于蜂窝系统等组网环境下会导致强大的基站间干扰，使得组网系统的干扰水平升高。对此，北大研究团队提出了一种新型小区结构，利用波束赋形等技术进行干扰协调并开发了相应组网系统。该系统由两个蜂窝小区组成，其中每个小区有 1 台基站发射机和 1 台基站接收机，基站接收天线为 4 根天线组成的自适应阵列，移动站为一个全双工终端。系统带宽 20MHz，工作频点 2.4GHz，信号格式采用 802.11的物理层协议设计。系统在 20m20m 环境下成功实

204、现了双向（即：基站到终端，终第77页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 端到基站）的视频流，并于 NGMN 台北论坛上进行了演示。通过在北京大学校园的外场测试，如下图所示，观察到系统工作状态良好，视频播放流畅，验证了该方案的可行性。图5-8 全双工组网通信系统 5.4 华为全双工原型验证 5.4.1 场景 华为公司开发了一个全双工 4 发 4 收 MIMO 样机来验证全双工信号传输。在全双工通信实验中，最大的挑战是自干扰的抑制。华为开发的样机具有四个发射天线和四个接收天线。该样机采用三级干扰抵消：（1）在中频平台进行数字干扰消除。（2）射频平台包括

205、 PA，LAN，滤波，变频等器件。PA 输出信号耦合至中频反馈通道，使用反馈信号（包含所有 PA 非线性）对接收干扰信号进行线性建模，数字建模只需涉及线性部分，大大降低了实现复杂度，使得对消模型覆盖更多延时径，提升了室内环境数字对消性能。（3）在天线处进行集成模拟干扰消除，天线采用差分馈电的双极化偶极子天线阵列，收发天线使用不同极化以提高极化隔离度。图5-9 全双工4T4R样机 5.4.2 性能与功能指标 华为公司的试验系统由三级平台组成。一级平台为天线平台，全双工 MIMO 天线采用双极化偶极子线性天线阵列，4 发 4 收 100M 信号带宽，自发自收天线隔离度可达60dB，相邻天线间隔离度

206、大于 70dB。二级平台为射频平台，基于移相器、调幅器的射频模拟对消样机，集成在 60dB 高隔离度天线，整体可实现 100M，75dB 自干扰抑制性能。三级平台为中频平台，系统带宽 400MHz，信号带宽 100MHz，反馈通道实现数字干扰消除，4发 4收的数字对消可实现 35dB 自干扰抑制性能。室内测试在 15m1.8m3m 的空间中进行，BS 和 UE均为四发四收，信号带宽为100M。室内测试场景如图 5-10 所示。实验结果显示，MIMO 流数为 1 流、2 流、4 流时，可达到的吞吐增益分别为 86%、62%、39%。图5-10 全双工4T4R通信系统室内测试 室外测试中，BS 和

207、 UE 均为 4 发 4 收，信号带宽为 100M，直线距离 56m（垂直25m，水平 50m）。室外测试场景如图 5-11 所示。实验结果显示，MIMO 流数为 1 流、2流时，可达到的吞吐增益分别为 67%、32%。图5-11 全双工4T4R通信系统室外测试 第79页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 5.5 三星低频高功率全双工技术概念验证进展 射频域删除射频域删除天线域删除天线域删除数字域删除数字域删除辅助射频链路反馈系数功放低噪放发送信号期望信号非线性信号发送端噪声接收端噪声发送信号功率天线域删除后接收信号功率射频域删除后接收信号功率数字

208、域删除后接收信号功率射频域重建信号功率低通滤波器数模转换低通滤波器模数转换低通滤波器模数转换带通滤波器图5-12 联合多域的自干扰删除收发机框架示意图 为了实现底噪以下的自干扰删除能力，高功率全双工基站的收发机设计面临很大的挑战，从工程实现角度，一种联合天线域，射频域和数字域的自干扰删除收发机设计框架是比较实际的考虑，三星采用了如图 5-12 所示收发机设计。其中天线域自干扰抑制采用收发天线物理分离同时增加扼流结构这种比较实用的方式，工程实现难度小，干扰抑制效果比较好。扼流结构设计基于波纹表面理论，多块扼流板构造级联的扼流槽，形成高阻抗表面抑制天线耦合自干扰，如图 5-13示意。图5-13 基

209、于高阻抗波纹表面结构的自干扰抑制天线 采用的射频域自干扰删除基于多抽头滤波网络进行自干扰重建，滤波系数包含时延，幅度和相位来匹配自干扰信道。根据几条强径重建模拟自干扰信号来删除就可以避免后续接收机饱和。如图 5-14 所示，时延，幅度和相位支持一定数值范围可调，从而近似自干扰信道中的 N条强径进行删除。通过前两级自干扰删除，只要接收机不饱和，数字域就能进行高效的数字信号处理，对残留的自干扰进行数字重建，能有效删除残留自干扰，且能有效处理复杂的多天线、多反射径自干扰信道。对自干扰重建采用辅助射频反馈链路引入含非线性的发送信号副本进行重建，这样非线性自干扰删除处理变成了简单的线性处理过程，复杂度较

210、低，硬件成本对于具备 DPD 功能的基站来说基本没有，因为 DPD 辅助射频反馈链路直接重用。.参数调整算法射频域自干扰删除滤波器.时延幅度1N1aNa1N.相位s(t)重建射频域信号图5-14 射频域多抽头可调滤波网络自干扰重建 基于上述自干扰收发机框架，三星公司在低频段 32dBm 基站功放输出功率的情况下室内测试中实现了 122.5dB 的整体自干扰删除能力，在实际有强反射的环境下测试验证了大于 1W 基站实现全双工的可能性。测试表面残留自干扰可以低于底噪水平，从而实现 20MHz 带宽下 54Mbps 无差错同频同时双向传输。图5-15 全带全双工自干扰删除实测结果 此外，该全双工平台

211、还扩展为子带非重叠全双工的概念验证测试台（2.4GHz,100MHz 带宽），该测试台采用了发端 DPD 非线性自干扰抑制，天线域隔离和收端非线性自干扰删除这 3 级自干扰删除设计，证明了多级自干扰删除收发机在功放输出30dBm 的情况下，可把子带泄露的非线性自干扰删除到接收机底噪以下。测试结果统计了信号质量，星座图可计算 EVM(Error Vector Magnitude)。测试结果表明，相比TDD 无自干扰的信号质量，子带非重叠全双工自干扰删除后残留自干扰仅让信号的质量仅仅恶化了 1dB，残留自干扰远低于底噪。图5-16 子带全双工自干扰删除测试 第81页/共85页 涉及知识产权资料，非

212、授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 5.6 原型验证小结 本节介绍了目前国内各个研究机构的全双工原型验证进展，电子科技大学、华为、中兴、三星、北京大学都分别完成了原型机与测试。电子科技大学实现了 20MHz 2T2R 全双工原型机，空口测试结果显示将系统速率提升了 80%；中兴在屏蔽箱中对全双工 RRU 整机进行了上行流量测试与下行灵敏度测试，结果显示数字干扰抵消算法可使上行速率从 4Mbps 提升到 19.5Mbps，下行灵敏度从-51dBm 降低到-95.7dBm；北京大学实现了 20MHz 带宽上终端与基站双向视频流的演示；华为实现了 100MHz 4T4R全双工原型机，室

213、内流数为 1 流、2 流、4 流时，系统的吞吐增益分别为 86%、62%、39%，室外流数为 1 流、2 流时，系统的吞吐增益分别为 67%、32%；三星公司在基站功放 32dBm 的情况下，室内测试中实现了 122.5dB 的整体自干扰抑制能力。目前各单位的原型测试都只是单站验证，后续还要继续推动多站协同测试验证。第六章 总结 同时同频全双工体制涉及的通信理论与工程技术研究目前已全面展开，形成了空域、射频域、数字域联合的自干扰抑制技术路线。基于自干扰抑制理论和技术的同时同频全双工从理论极限上可提升一倍的频谱效率。业界对应用场景、全双工组网、自干扰抑制、无线资源管理等关键技术方向进行了研究和评

214、估；搭建了全双工 LTE 和WLAN 系统测试平台，目前能够实现 122dB 以上的自干扰抑制能力，正在努力尝试从点对点全双工通信向多站多用户现实网络环境拓展。但现实网络部署的复杂度和应用条件不尽相同，相关芯片产业还不够成熟，需要逐阶段推进。同时，全双工技术的实用化进程中，尚需解决的问题和技术挑战还包括：大功率动态自干扰信号的抑制，多天线射频域自干扰抑制电路的小型化，全双工体制下的网络新架构与干扰消除机制，与 FDD/TDD半双工体制的共存和演进策略。针对本研究报告所讨论的全双工技术现状与所面临的挑战，对全双工技术后续的研究与发展有如下几点建议：(1)开展低频段多天线、毫米波阵列天线、通感一体

215、化全双工技术的研究工作，突破工程应用的关键技术；(2)射频干扰抑制芯片、真时延器、数字自干扰抑制芯片，将是全双工技术发展的主要方向；(3)积极探索全双工组网面临的交叉链路干扰抑制技术研究；(4)搭建实验验证平台，评估新型双工体制工程化落地的可行性；(5)积极研究并推动 3GPP R18 子带同时同频全双工的标准化立项工作，为技术标准化提供评估支撑。参考文献 1 Jain M,Choi J,Kim T,Bharadia D,Seth S,Srinivasan K,Levis P,Katti S,Sinha P:“Practical,Real-time,Full Duplex Wireless”,

216、MobiCom11.2 Choi J,Jain M,Srinivasan K,Levis P,Katti S:“Achieving Single Channel,Full Duplex WirelessCommunication”,Mobicom10.3 Radunovic B,Gunawardena D,Key P,Proutiere A:“Rethinking Indoor Wireless Mesh Design:LowPower,Low Frequency,Full-Duplex”,http:/ Everett E,Duarte M,Dick C,Sabharwal A:“Empowe

217、ring Full-Duplex Wireless Communication byExploiting Directional Diversity”,Asilomar 2011.5 Achaleshwar Sahai,Gaurav Patel and Ashutosh Sabharwal“Pushing the limits of Full-duplex:Designand Real-time Implementation”,Rice university technical report TREE1104.6 3rd Generation Partnership Project.Evolv

218、ed Universal Terrestrial Radio Access(E-UTRA);Physicallayer procedures(3GPP TS 36.213 release 10).Online.Available:https:/portal.3gpp.org/desktopmodules/Specifications/SpecificationDetails.aspx?specificationId=2429.第83页/共85页 涉及知识产权资料，非授权者请勿传阅及使用 文档编号:文档名:技术报告 7 LG Electronics,“Revised WID on cross l

219、ink interference(CLI)handling and remote interferencemanagement(RIM)for NR(revision of RP-181652),”in 3GPP TSG RAN Meeting 82,RP-182864,Dec.2018.8 赵亚军,郁光辉,徐汉青,“6G 移动通信网络：愿景、挑战与关键技术,”中国科学:信息科学,2019.9 You X H,Wang D M,Sheng B,et al.Cooperative distributed antenna systems for mobilecommunications Coord

220、inated and Distributed MIMO J.IEEE Wireless Communications,2010,17(3):3543.10 D.Wang,M.Wang,P.Zhu,J.Li,J.Wang,and X.You,“Performance of network-assisted full-duplexfor cell-free massive MIMO,”https:/arxiv.org/abs/1905.11107,2019.11 3GPP RP-213591,New SI:Study on evolution of NR duplex operation,2021

221、.12 I.P.Roberts,J.G.Andrews,H.B.Jain and S.Vishwanath,Millimeter-Wave Full Duplex Radios:NewChallenges and Techniques,in IEEE Wireless Communications,vol.28,no.1,pp.36-43,February2021.13 K.E.Kolodziej,B.T.Perry and J.S.Herd,In-Band Full-Duplex Technology:Techniques and SystemsSurvey,in IEEE Transact

222、ions on Microwave Theory and Techniques,vol.67,no.7,pp.3025-3041,July 2019.14 吴飞，邵士海，唐友喜.一种基于多天线波束成形的全双工自干扰抵消算法J.电子学报，2017，(01):8-15.15 S.Shao,D.Liu,K.Deng,Z.Pan and Y.Tang,Analysis of Carrier Utilization in Full-Duplex CellularNetworks by Dividing the Co-Channel Interference Region,IEEE Communicati

223、ons Letters,vol.18,no.6,pp.1043-1046,June 2014.16 吴飞，马万治，邵士海，唐友喜.多抽头延迟设置与幅相误差对全双工射频自干扰消除的影响J.电子与信息学报，2015，(07):1538-1543.主要贡献单位 序号序号 贡献单位贡献单位 1 电子科技大学 2 中国信通院 3 中国移动研究院 4 中国电信研究院 5 中国联通研究院 6 北京大学 7 北京理工大学 8 东南大学 9 上海交通大学 10 西安电子科技大学 11 北京邮电大学 12 华为技术有限公司 13 中兴通讯 14 三星公司15 VIVO公司 联系方式邮箱：COPYRIGHT2022 IMT-2030(6G)PROMOTION GROUP.ALL RIGHTS RESERVED.微信公众号