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1、OAM传输技术研究报告2022 年年 9 月月 版权声明版权声明 Copyright Notification 未经书面许可 禁止打印、复制及通过任何媒体传播 2022 IMT-2030(6G)推进组版权所有I 前前 言言 本技术报告是第六代移动通信推进组 IMT-2030(6G)中无线技术工作组有关轨道角动量(OAM)传输技术的报告文档,包括 OAM 技术发展现状、OAM 新维度、天线关键技术、射频关键技术、基带算法关键技术等九个主要章节。不仅阐明了 OAM 新维度概念,而且从各个方面分析了 OAM 传输的优点和缺点,为?OAM 技术的潜在应用提供了参考。本技术报告指出,OAM 是电磁波独立
2、于电场强度的固有物理量,也是无线传输的新维度。在未来的 6G链路中引入 OAM 传输技术,不仅可以获得频谱效率和链路传输速率的提高,而且可以获得较低的复杂度和成本,以及相对较低的功耗。相比于传统多天线 MIMO 传输系统,统计态 OAM 涡旋波束计算复杂度低,适用于视距 LoS 信道,其中低波束发散角的 OAM 专用天线传输系统是统计态 OAM 研究主流方向。量子态 OAM 涡旋电磁波具有独立的传输新维度,可以超越传统多天线 MIMO 容量界,是 OAM 传输技术未来研究关键。本技术报告同时指出,当前 OAM 技术研究存在技术发展不均匀、量子态OAM 涡旋电磁波产生方式较为复杂等问题,后续在涡
3、旋微波量子产生接收装置小型化等方面需加大研究投入。III 目录 图目录.IV 第一章第一章 OAM 技术发展现状技术发展现状.1 1.1 研究背景与意义.1 1.2 OAM 发展历史.2 1.3 目前国内外主要研究单位概况.5 1.4 本章小结.7 第二章第二章 OAM 新维度新维度.8 2.1 OAM 物理性质.8 2.2 典型 OAM 传输容量区域.10 2.3 本章小结.15 第三章第三章 OAM 传输体制传输体制.16 3.1 统计态 OAM 涡旋电磁波传输体制.16 3.2 量子态 OAM 涡旋电磁波传输体制.19 3.3 本章小结.22 第四章第四章 OAM 与与 MIMO 无线通
4、信系统的比较无线通信系统的比较.23 4.1 OAM 与 MIMO系统能耗比较.23 4.2 OAM 与 MIMO复杂度比较.26 4.3 OAM 与 MIMO信道容量比较.29 4.4 本章小结.31 第五章第五章 OAM 天线关键技术天线关键技术.32 5.1 传统 OAM 天线.32 5.2 多模态 OAM 天线技术.37 5.3 平面 OAM 天线技术.39 5.4 空间结构电磁波束的构建理论及基本特点.42 5.5 OAM 天线对齐技术.43 5.6 本章小结.47 第六章第六章 OAM 射频关键技术射频关键技术.48 6.1 OAM 射频系统架构.48 6.2 量子态 OAM 涡旋
5、电磁波射频关键技术.51 III 6.3 OAM 射频关键器件.52 6.4 OAM 信道.54 6.5 本章小结.55 第七章第七章 OAM 基带算法关键技术基带算法关键技术.56 7.1 OAM 欧氏空间理论.56 7.2 OAM 网格编码.58 7.3 OAM 扩维编码.59 7.4 OAM 索引调制.60 7.5 OAM 预编码.62 7.6 OAM-OFDM 技术.63 7.7 本章小结.64 第八章第八章 OAM 技术发展中的问题与典型应用场景技术发展中的问题与典型应用场景.65 8.1 技术发展挑战.65 8.2 OAM 典型应用场景.67 8.3 本章小结.68 第九章第九章
6、总结总结.69 参考文献参考文献.70 贡献单位贡献单位.77 IV 图目录 图 2-1 应用 OAM 提升传输容量的方法分类概念图.11 图 2-2 电子在磁场中绕 z 轴旋转.11 图 2-3 涡旋电子坐标转换和分选.12 图 2-4 OAM 量子态微波无线传输系统架构.13 图 2-5 反射面涡旋电磁波天线.13 图 2-6 UCA 天线组.14 图 3-1 统计态 OAM 传输基本结构.16 图 3-2 常见统计态 OAM 涡旋波束天线.18 图 3-3 量子态 OAM 涡旋微波量子通信系统.20 图 3-4 量子态 OAM 检测方案.21 图 4-1 不同传输方案能效对比图.25 图
7、 4-2 MIMO 系统信号检测与 OAM 系统信号检测复杂度对比.27 图 4-3 N发 N 收的 OAM-MDM 和 LoS MIMO接收机复杂度对比.27 图 4-4 三种调制方案的格栅复杂度与编码增益的关系.28 图 4-5 OAM-OFDM 收发机结构.30 图 4-6 行-列 FFT 算法和二维 FFT算法的乘法复杂度比较.30 图 5-1 透射型螺旋相位板产生 OAM 波束示意图.32 图 5-2 螺旋抛物面赋形天线.33 图 5-3 超表面 OAM 天线.34 图 5-4 日本 NTT公司经典环形阵列天线模态组成.36 图 5-5 多模态 OAM 天线相位测试.38 图 5-6
8、 多模态 OAM 微带天线幅度测试.38 图 5-7 多模态 OAM 反射面天线测试.39 图 5-8 波束结构示意图.40 图 5-9 构造结构电磁波束的示意图.43 图 5-10 OAM 通信系统的非平行错位模型.44 图 5-11 OAM 通信系统的离轴模型.45 图 5-12 OAM 通信系统的双夹角非平行错位模型.46 图 6-1 基于 SPP 或超表面的 OAM 模拟移相架构.49 图 6-2 基于天线阵列的 OAM 模拟移相架构.50V 图 6-3 OAM 数字移相架构.50 图 6-4 回旋管发射装置基本构架.52 图 6-5 传统毫米波天线参数和半导体技术选择之间的关系.53
9、 图 6-6 天线阵列测试实验.53 图 7-1 16进制 OAM-QAM 联合调制编码示意图.59 图 7-2 基于多环 UCA 的载波干涉码的 OAM 传输系统架构.60 图 7-3 传统频域和第二频域(索引域)的相互关系图.61 图 7-4 OAM 索引调制星座映射.62 图 8-1 OAM 无线传输在移动通信中的应用.67 1 第一章第一章 OAM 技术发展现状技术发展现状 1.1 研究背景与意义 随着业务量的不断增长,万物互联需要高速数据传输作为保证。以移动通信为例,近年来,为了应对爆炸性增长的业务需求,移动通信的商业应用已从第四代(The 4th Generation Mobile
10、 Communications,4G)向 第 五 代(The 5th Generation Mobile Communications,5G)过渡。对于 4G 用户来说,其峰值数据速率已经达到 100 Mbps,但随着 5G时代到来,用户峰值数据速率将高达 1 Gbps。然而,人们仍然没有停止追求高速数据传输的脚步,与现有无线通信数据链相比,预计未来第六代移动通信(The 6th Generation Mobile Communications,6G)时代用户峰值数据速率将会提高到 Tbps以上1。而对于基站间回传链路来说,数据传输速率无疑会达到 1 Tbps,带来对带宽和频谱资源的巨大需求。
11、然而,目前无线通信利用的电磁波信号频谱资源有限,因此亟需开发无线传输新维度。从 1896 年意大利人马可尼发明无线电收发电报机开始,无线通信系统架构主要包含调制解调、射频模块和天线,利用电磁波的“电场强度”信号,该结构一直延续至今。到目前为止,无线通信基本依托平面电磁波,通过检测电场强度实现信号的接收与解调。在过去的几十年中,人们广泛地探索了诸如电场强度信号的频率、时间和空间等多个正交资源域和相应的维度。然而,电磁波还具有磁场强度、线动量和角动量等其他物理维度。由于技术条件限制,电磁波的其他物理量并没有得到进一步的开发。电磁波的角动量包含自旋角动量(Spin Angular Momentum,
12、SAM)和轨道角动量(Orbital Angular Momentum,OAM)。其中,根据是否与坐标选取有关,OAM 又可以分为内禀轨道角动量(Intrinsic Orbital Angular Momentum,IOAM)和外部轨道角动量(Extrinsic Orbital Angular Momentum,EOAM)。根据主要利用内禀 OAM 还是外部OAM,涡旋电磁波可分为量子态 OAM 电磁波和统计态 OAM 电磁波。量子态 OAM 电磁波由内禀 OAM 不为零的涡旋电磁波量子构成,体现了电磁波量子波包对其中心形成的 OAM;统计态 OAM 电磁波则是由内禀 OAM 为零的大量平面电
13、磁波量子统计构建成具有螺旋相位面的涡旋波束形成,其实质上利用的是电磁波量子的外部 OAM。OAM 电磁波作为一种具有螺旋相位面(波包或波束)的电磁波,引起了大量的关注与研究。因为 OAM 具有诸多模态,而具有不同 OAM 模态的涡旋微波量子或波束彼此正交,所以可以在同一频率形成若干具有不同 OAM 模态且正交的并行信道,从而增加了传输容量和频谱效率。同时 OAM 的物理量纲(21MLT)和电场强度的物理量纲(31MLT I)线性无关,所以彼此独立23,其中,M、L、T 和 I 分别表示质量、长2 度、时间和电流强度的量纲。因此,OAM 作为电磁波可利用的物理资源,在无线传输中将形成新维度。1.
14、2 OAM 发展历史 1.2.1 电磁波发展历史 十九世纪是电磁学蓬勃发展的时代。库仑定律,毕奥萨法尔定理和电磁感应定律均在十九世纪上半叶被发现。在此基础上,1873 年英国物理学家麦克斯韦提出了麦克斯韦方程组,成为了经典电磁学的基石。仅仅过了不到三十年,意大利工程师马可尼意识到利用电磁波可以远距离发送信号而又不需要线路,使得电磁波无线通信成为可能,并完成了世界上首次无线电报发射。通过金属天线接收并感应电磁波的电场强度,实现了无线信息传输,揭开了人类无线通信的序幕,有力地推进了二次工业革命,进一步的加强了世界各国的经济政治文化联系。直至今日,马可尼所提出的天线接收电场强度的方法仍是无线通信技术
15、的主流手段。其中,电场强度信号的振幅定义为信号幅度,电场强度信号变化的快慢定义为信号频率,电场强度信号变化的早晚定义为信号相位,目前通信技术仍主要依赖这几种电场强度信号形成的自由度实现信息的承载。而在信息化社会对传输速率的需求爆炸式提升的背景下,电场强度信号资源面临枯竭,利用效率不断下降,资源面临枯竭。主要表现为:(1)从香农容量信道公式可以看出,信道容量具有边际效应,即随着并行信道数的增加,信道容量的增益将降低;(2)提高频点和带宽造成材料、器件和工艺上的困难。为解决以上问题,需要将目光重新放回电磁波物理学的发展上,探索以角动量为代表的电磁波的新资源与新维度成为电磁波信息传输的热点。1.2.
16、2 OAM 光传输发展历史 上世纪九十年代,L.Allen 发现了拉盖尔高斯光束携带 OAM4。由于光束携带了OAM 而存在相位奇点,产生了涡旋现象,此光束称之为涡旋光束。同时,也指出光量子可具有 SAM 和 OAM。国内外学者对涡旋光束的研究不断深入,涉及的领域包括光学扳手、图像处理、高维量子通信。OAM 光传输发展十分迅速,早在 2004 年,英国格拉斯哥大学物理与天文学系的Padgett 等人提出并演示了一种利用 OAM 信息传输的方法,其中不同 OAM的拉盖尔高斯(Laguerre-Gaussian,LG)光束代表不同的信息,在接收端可恢复出被传输信息5。3 不同 OAM 模态间的正交
17、特性,使得基于 OAM 模态复用的通信系统迅速发展。2011年,意大利米兰理工大学的 Martelli 等人通过实验实现两路 1.25 Gbps 二进制强度调制的OAM 信号自由空间光复用通信6。2014 年,南加州大学 Huang 等人利用 44 多输入多输出(Multiple-Inputs Multiple-Outputs,MIMO)技术和外差检测实现了自由空间 4路 OAM 模态复用技术,其中每路 OAM 光束携带 20 Gbps 速率的信息,有效地降低了系统的误码率7。2016 年,美国南加州大学 Ren 等人实验研究了 MIMO 技术在 OAM复用系统中的应用,实验发现,利用空间分集
18、和 MIMO 均衡可以有效地减缓大气湍流对 OAM 光通信的影响8。国内也对 OAM 光传输进行大量研究。2012 年,华中科技大学王健教授提出并演示了一种基于 OAM 模态复用的新型高速通信实验,用 4 个 OAM 态表示 4 路 16 正交幅度调制(Quadrature Amplitude Modulation,QAM)光信号,其中每路信号的传输速率为 12.7 Gbps。通过 OAM 态复用,系统的总传输速率可达到 1369.6 Gbps,频带效率为 256 bit/s/Hz9。该系统使用单一波长的激光器,这就意味着增加传输比特速率的同时并没有额外增加频谱带宽。2015 年,华为公司和深
19、圳大学领导的团队利用达曼光栅实现了 10 种 OAM 模态、2 个偏振、80 路波长的三维复用,实现了 160 Tbps 的信息传输10。2018 年,西安理工大学柯熙政教授团队以四路涡旋光束为例,分析了 OAM 复用通信系统中大气湍流对 OAM 态串扰的影响11。1.2.3 OAM 射频传输发展历史 早在 1909 年,Poynting 就指出电磁波具有角动量,并预测圆极化光带有自旋角动量12,且角动量包括 SAM 和 OAM 两部分,其中,SAM 对应电磁波的极化,而 OAM对应电磁波的拓扑结构。随着对光学 OAM 研究的深入,人们开始将光学 OAM 的研究方法逐步应用到无线电波领域,即:
20、电磁波射频频段(300 GHz 以下)。目前国内外射频 OAM 的研究取得了显著成就。国际上,2007 年,瑞典空间物理研究所 Thid B.等人通过天线阵列的数值仿真验证了低频电磁波(频率低于 1 GHz)同样可以产生 OAM13。2010年,Mohammadi S.M.在该天线阵方案的基础上讨论了环形天线阵列产生和检测 OAM 电磁波的性能,详细地分析了天线阵列半径、振子个数、频率等对 OAM 电磁波辐射图的影响14。2011 年,Tamburini F.等人借鉴光学螺旋相位板的思想在 2.4 GHz 频点设计了一个八台阶状的螺旋相位板,对非整数 OAM 电磁波的产生与测量进行了验证。同年
21、,与其合作者 Thid B.等人设计了 OAM 螺旋反射面天线,并在距离为 442 m 的威尼斯湖面上实现了两路不同 OAM 电磁波的传输实验15。该实验说明具有螺旋波前的电磁波携带 OAM,且波前沿着传播轴螺旋前进,不同 OAM 模态的电磁波之间相互正交,利用 OAM 电磁波可以在同一个频点实现多路传输,从而提 4 高通信速率。2014 年,南加州大学 Yan Y.等人利用全空域接收方法在 2.5 m 距离复用传输了八路 28 GHz 频点信号(4种 OAM 模态且每种模态 2种极化),传输速率达到 32 Gbps,频谱效率达到 16 bit/s/Hz16。2016年,Rossella G.
22、等人基于环形天线阵,采用全空域采样的接收方式在 40 m距离传输了两路甚高频波段的视频信号17。近年来,国内科研机构也逐步开展了对涡旋电磁波传输与通信的研究。2015 年,浙江大学章献民教授课题组在构造螺旋相位板的同时加入了透镜设计,降低了 OAM电磁波的波束发散角,并通过实验验证了该方法的有效性18。次年,该课题组在 10 m距离传输了 4路 10 GHz 频点的 OAM 信号。2016年,清华大学航空宇航电子系统实验室(航电实验室)采用变换域思想,通过旋转发射端的方式将 OAM 拓扑荷测量转化为电磁波频偏测量19。2017 年,进一步提出了接收端虚拟旋转方法以完成对 OAM 模态的检测20
23、。该实验室在 2016 年成功完成微波频段涡旋电磁波 27.5 km 陆地传输实验,并在此基础上于 2018 年完成了机载 172 km 地空传输实验21。2018 年,南京大学研究团队设计了反射型超表面用于产生 OAM 涡旋场,利用超表面相位调制特性,实现了工作在 Ku 波段可以产生特定锥角和 OAM 模态的超表面反射阵列22。2022年 1月至 2月冬奥会期间,清华大学航电实验室依托工信部 IMT-2030(6G)推进组(无线技术工作组所属 OAM 任务组)任务需求,联合国内优势单位,设计并研制实验系统,成功完成世界首次 W 频段涡旋电磁波轨道角动量(OAM)1 Tbps高速中继传输演示验
24、证实验,最长距离达到 1 km,为 OAM 技术面向未来移动通信应用奠定关键技术基础23。以上均为统计态射频 OAM 研究。与单光子 OAM 研究相区别,量子态 OAM 电磁波的研究大都集中在微波频段。由于单个微波量子能量远小于单个光量子,甚至在室温条件下也远小于环境噪声,因此微波量子的研究难度较大,尤其是针对单个微波量子的情形24。2007 年,Houck A.等人在低温超导电路中完成了单个微波量子的产生和检测25。2016 年,美国科罗拉多大学在超低温环境下(小于 4 开尔文)传输和操控单个微波量子。对于量子态微波的产生,2014 年,欧洲 Porject8 工作组完成单电子回旋加速器辐射
25、实验,得到具有离散能量分布特性的电磁波,验证了单电子回旋加速器辐射量子特性26。此外 Sawant A.等人在 2017 年通过仿真及实验证明了回旋管中的相对论回旋电子束可以产生具有高阶 OAM 的微波27。日本分子科学研究所的 Katoh M.等人分别用理论和实验证明波荡器中的相对论回旋电子能辐射出涡旋电磁波2829。2019年,Bogdanov O.等人分别基于经典电动力学和量子电动力学理论推导了磁场中相对论电子辐射的频谱分布和 OAM 谱分布3031。2020 年清华大学航电实验室分析了 OAM在涡旋电子辐射和耦合涡旋微波量子时 OAM 的转移过程3233。通过理论推导说明在相对论情形下
26、,由涡旋电子所携带的 OAM 可以在磁场中转移到微波量子上,从而形成 5 涡旋微波量子。与之相反,在一定条件下涡旋微波量子所携带的 OAM 也可以转移到与之耦合的电子上,从而形成涡旋电子,所以检测涡旋电子模态即可测量涡旋微波量子OAM 模态。2021 年,清华大学航电实验室完成了相应的量子态 OAM 电磁波传输实验。1.3 目前国内外主要研究单位概况 国外对 OAM 研究单位主要集中在日本和韩国等。日本内政和通信部委托日本电气股份有限公司(Nippon Electronic Company,NEC)和日本电报电话公司(Nippon Telegraph&Telephone,NTT)等多家单位联合
27、推广 OAM 在 5G 和 B5G 工程化推进。在 2018 年,日本 NEC公司首次成功演示了在 80 GHz 频段内超过 40 m的 OAM 模态复用实验(采用 256 QAM 调制、8 个 OAM 模态复用),面向于点对点回传应用。日本NTT 公司在 2018 年和 2019 年成功演示了 OAM 模态的 11 路复用技术实验,并实现在10 m 的传输距离下达到 100 Gbps 的传输速率,2021 年达到 200 Gbps 和百米量级的传输能力,未来计划实现 1 km 传输距离 1 Tbps 的传输速率。2019 年韩国科学院面向未来无线通信需求如何将 OAM 应用于 6G 移动通信
28、中,同时也立项了关于 OAM 传输的国家级重点课题,计划支持到 2026 年。清华大学航电实验室研究了采用 OAM 域映射到第二频域的方法,2016 年 12 月完成世界首次 27.5 km 长距离 OAM 电磁波陆地传输实验,提出联合 OAM 编码调制方法,联合 OAM 维度的高维欧氏空间。2018 年,实现了 172公里长距离 OAM 机载地空传输实验。为未来长距离 OAM 电磁波空间传输实验奠定了关键理论和技术基础。2022 年1 月至 2 月北京冬奥会期间,该实验室成功完成了传输距离为 1 km,传输速率为 1 Tbps 的涡旋电磁波长距离大容量中继回传实验,彰显了涡旋电磁波技术在未来
29、高需求通信场景下的潜力。上海交通大学现代天线研究中心提出了基于多环微带贴片馈源的多模涡旋电磁波反射面天线设计方法,攻克了低发散角涡旋电磁波多波束调控技术,实现了 8 个模态涡旋电磁波天线的波束汇聚设计;并于 2018 年联合中国电子科技集团公司第 22 研究所在青岛首次完成了涡旋电磁波跨海传输(7 公里)与模态检测验证实验,为未来涡旋电磁波的海上应用提供关键理论与技术支持。近期该团队在宽带、多模、高增益涡旋电磁波天线设计方面也取得了突破性进展。浙江大学射频与光子信息处理研究所在电磁波 OAM 新理论、新概念及新应用方面开展了系统研究。提出基于环形行波天线产生射频 OAM 波束的新方法,据此研发
30、了多种独创的小尺寸高性能射频 OAM 天线;提出部分孔径接收方案,解决 OAM 复用需要极大接收孔径难题;提出二维平面螺旋 OAM 波束的新概念,避免了 OAM 态发散角不 6 一致问题。提出了基于 OAM 作为正交基的电磁波调控理论,为射频 OAM 波束的应用提供新的思路。西安电子科技大学综合业务网理论及关键技术国家重点实验室在 OAM 波束的产生和调控研究中,提出了一种用于宽带 OAM 正交频分复用无线通信系统的收发机结构和一种适用于时间调制圆形阵列(Time-Modulated Circular Array,TMCA)的任意阶OAM 生成和波束控制方法和非正交 OAM 多模复用方案。在
31、OAM 信号的传输机理研究中,提出了一种收发端波束调向对准方案和基于二维傅里叶变换的 OAM-正交频分复用(Orthogonal Frequency Division Multiplex,OFDM)系统框架,降低了收发机的实现复杂度和射频器件成本。在 OAM 信号的参数估计和接收研究中,提出了基于旋转不变的信号参数估计方法(Estimating Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques,ESPRIT)的涡旋电磁波到达角(Angle of Arrival,AoA)估计方法可以避免接收端需要根据接收信号幅度进行估计。西安理工大学陕
32、西省智能协同网络军民共建重点实验室以单光子 OAM 传输特性的研究为出发点,探讨了光子 OAM 经过不同物质时的变化特性。对比分析现有的产生OAM 涡旋光束的方法进行对比分析,以 LG 光束和贝塞尔高斯(Bessel Gaussian,BG)光束为主,研究其在大气和海洋湍流中的传输特性,以及光源参数对光束的光强分布及螺旋谱特性的影响。针对 OAM 涡旋光束通信,利用自适应光学校正技术对 OAM 涡旋光束的相位畸变进行研究,并深入讨论了大气和海洋湍流环境下 OAM 复用涡旋光束的串扰特性。利用 OAM 涡旋光束的叠加态,实现了对涡旋光束拓扑荷数的检测,为OAM 复用通信奠定理论基础。华为技术有限
33、公司研究了 28 GHz 毫米波段 OAM 的1,2,3 模态在室外停车场和农村乡间道路场景 200 m 距离的通信性能,验证了 OAM 在慢速移动小孔径接收机进行信号检测的初步可行性,进行了 OAM 在地面、树丛、建筑物多径反射下初步信道建模。中兴通讯有限公司主要关注统计态 OAM 基带算法,探究 OAM 性能优势所在,针对 OAM 传输中的难点进行分析与算法设计。针对 OAM 非共轴传输问题设计基于测量信道的非共轴参数估计以及收发端预处理矩阵,支持大尺度非共轴传输。为解决可能出现的非视距(Non-Line of Sight,NLoS)信道,提出多环均匀环形天线阵列(Uniform Circ
34、ular Array,UCA)场景下的预编码设计,降低 NLoS 信道带来的性能损失。为探索 OAM 技术在通信系统的应用,提出 OAM 与非正交多址接入(Non-Orthogonal Multiple Access,NOMA)结合、OAM 与可重构智能表面(Reconfigurable Intelligent Surface,RIS)结合等方案,论证了统计态 OAM 未来 6G应用可行性。联想研究院自?2020 年起对?OAM 传输技术开展了理论研究,开发了接收机信号处理算法,申请多项国际专利。对推进?OAM 技术进入?6G 国际标准和工程应用进行了调研工作,未来将继续为标准化和工程应用做准
35、备。中国移动通信有限公司(中国移动)基于?OAM 的同轴传输特性对同方向用户的配对问题和?OAM 复用传输系统中不同接收天线的系统容量进行了研究,所提方案可提升用户配对增益,提高系统容量。上海诺基亚贝尔有限公司认为空间波束在?OAM-MIMO 通信中扮演着重要角色,波束管理的概念可有效运用在解决多用户?OAM-MIMO 系统的收发不对齐的问题中,因此提出了联合发送接收的波束对齐方案,可更好的权衡系统性能与实现复杂度。小米科技有限责任公司针对基于?UCA 的?OAM 通信系统中收发端天线阵列对准问题、OAM 波束发散角问题进行了研究。中信科移动通信技术股份有限公司对?OAM 的研究主要体现在天线
36、形态和基带信号处理方面,所做的工作包括:对?OAM 多种天线形态进行了研究,对其增益、方向图等参量进行了评估,梳理了各种?OAM 天线在发送、接收和解复用等方面的能力;基于相控阵提出了能够产生具有涡旋相位信号的阵列方案设计,对天线结构参数进行了仿真优化分析,对利用阵列生成的?OAM 信号的复用方式进行了研究,对其信道容量进行了分析;研究了?OAM 通信系统相控天线阵列的波束校准方案,对收发端阵列未对准及诸多非理想因素情况下的性能进行了推导分析以及仿真评估。中国联合网络通信集团有限公司(中国联通)秉承“聚焦、创新、合作”的实施理念,聚焦?6G 共性和关键技术研究,提升自主可控核心能力,深入开展技
37、术迭代创新和增强核心技术创新。中国联通积极参与了本技术报告的编写讨论,梳理了无线通信中的研究现状,展望技术的可能应用方向。1.4 本章小结 OAM 作为电磁波物理新资源,为无线传输提供了物理新维度。在未来信息社会对高速大容量传输需求不断提升的背景下,OAM 传输技术有望在未来移动通信无线传输中成为重要的潜在核心关键技术之一。本章给出?OAM 技术的发展研究背景与意义。对电磁波在无线传输中的利用历史进行回顾。根据工作频段的不同,从光学和射频频段,分别对?OAM 技术的发展历史与现状进行综述,对目前?OAM 任务组中主要研究单位和相应代表性成果进行介绍。7 8 第二章第二章 OAM 新维度新维度
38、2.1 OAM 物理性质 真空中电磁波的总角动量可以通过下式计算1:303330013ei33001(e)(i)dddddViiiVViiiVVvEAvvEAvv JrEBrEArrEALLS(2-1)其中,r为位置矢量,E和B分别为电场强度和磁感应强度,0为真空中介电常数,iE和iA分别为电场强度E和磁矢量势A在i方向(,ix y z)上的分量,为微分算符,V为电磁波占据区域,3d v为空间微元。(e)r和(i)r分别为电磁波量子(波包)内部中心点至参考坐标系原点的距离,和空间任意一点至波包内部中心点的距离,二者之和为位置矢量。L和S分别为 OAM 和 SAM。OAM 表征了电磁波的波包在空
39、间中的旋转特性,根据取值是否与参考坐标系的选择有关,OAM 进一步分为内禀 OAM 和外部 OAM,分别用(i)L和(e)L表示,前者反映了粒子(这里指的电磁波量子)波包特征,后者则与粒子轨迹有关2。具有 OAM 的电磁波又称为“涡旋电磁波”。OAM 新维度可从物理量纲上体现。由 1.1节可知,OAM 量纲和电场强度量纲线性无关,二者对应物理量相互独立。对于量子态 OAM,引入了单个电磁波量子 OAM 的概念。具体地,涡旋电磁波可以被描述为无限多个解耦量子谐振子的集合。携带内禀OAM 的电磁波量子最基本的特征之一就是其波包的表达式中,含有螺旋相位因子exp jl,其中,为虚数单位,为模态值,是
40、垂直于电磁波量子传播方向的平面方位角。此外具有 OAM 的涡旋电磁波量子在螺旋相位中心具有相位奇点这一点也同样反映在了利用外部 OAM 的涡旋波束上。涡旋波束由大量内禀 OAM 为零的平面波量子构造生成,由不同初相的平面波量子构成螺旋相位面,在传播过程中涡旋波束比平面波束发散更快,并且同频率电磁波 OAM 模态值的绝对值越大,波束发散角越大1。OAM 微波通常比 OAM 光学频段波束具有更大的波束发散角,因为它们的单个电磁波量子能量更低并且波长更长。另一方面,在整个希尔伯特空间中,不同的 OAM模态的电磁波(涡旋电磁波量子或涡旋波束)彼此正交,可以用来携带更多信息,使 OAM成为一个区别于电磁
41、波电场强度的新维度3-5。根据是否与坐标系的选取有关,OAM 可以继续划分为外部和内禀 OAM。出现这Jj=1l 9 种划分的原因在于,OAM 的表达式中的位置矢量与坐标系的原点选取有关。内禀OAM 的坐标系原点即为粒子的中心位置,故内禀 OAM 与坐标系选取无关。只有给定坐标系原点,外部 OAM 才可能保持不变。只要坐标系原点不在动量矢量所在直线上,即使是直线运动的粒子也携带外部 OAM。因此,相比于外部 OAM,内禀 OAM 才能更好的表征电磁波的旋转特性。量子态 OAM 指的是单个电磁波量子携带非零的内禀OAM 的电磁波。量子态 OAM 的接收端只需要在单点接收电磁波量子,即可识别OAM
42、 模态值。因此在空域资源外,量子态 OAM 电磁波提供了模态值域的独立新维度,进而可以提升传统多天线 MIMO 容量界至含有 OAM 独立新维度的 MIMO 容量界。相比之下,统计态 OAM 波束由不同位置处且具有不同初相位的平面波微波量子构成,是具有空间相位梯度的涡旋波束。统计态 OAM 波束中的 OAM 模态来源于电磁波量子外部 OAM。只有在给定坐标系下,对波束沿空间方位角多点采样,才能在统计意义上恢复模态值。这也是统计态一词的来源。统计态 OAM 在接收端需要多点采样,仍借助空域实现信息复用,此时 OAM 与空域耦合,所以不是独立的新维度,因此可以看成是传统 MIMO传输系统的特例。O
43、AM 新维度特性还体现在功率复用6。传输的信息量取决于物理量取值变化范围的大小。传统传输系统均采用电场强度信号传输信息,对应的信道容量被称为香农信道容量。既然 OAM 是一种与电场强度独立的物理量,故 OAM 随时间的变化也可以产生相应的信道容量。因此,发射功率在电场强度和 OAM 上被同时利用于信息传输,信号功率得到了复用。OAM 传输系统的信道容量也写为电场强度和 OAM 两部分之和:(2-2)其中,和分别是电场强度和 OAM 模态值上的信道个数,(或)分别为第(或)个信道的电场强度带宽(或 OAM 模态带宽),(或)分别为第(或)个信道的信噪比。OAM 功率复用特性意味着,OAM 具有提
44、升传统 MIMO系统容量界至含有 OAM 新维度容量界的潜力。除了功率复用,OAM 独立新维度特性还可以用于超窄带传输、隐蔽通信等78。传统通信系统利用电磁强度的频率等物理量复用传输信息,而在传输速率需求不断增大的背景下,频谱资源紧张的局面将会加剧。而超窄带系统通过巧妙的设计信号的波形,使其不利用电场强度资源,只利用 OAM 变化传输信息,因此在频谱上呈现超窄带性质,在高频谱效率场景具有巨大潜力。OAM 新维度还可以用于安全信道的构建。由于 OAM 难以被传统天线检测,因此利用 OAM 信道不容易被敌方侦听,从而实现了隐 EO()()SNR,ESNR,O11log 1log 1NMnmnmnm
45、CCCBWNMnBmWnm()SNR,En()SNR,Omnm 10 蔽传输。OAM 新维度还可以和传统隐蔽传输方案结合,进一步降低被侦听和截获的概率。传统隐蔽传输采用扩频方案,本质上利用有效性换取可靠性,传输速率与扩频码长相互制约并受限于有限的频谱资源。而 OAM 新维度的引入,可以解放被扩频码占据的频率资源,达到了系统的有效性和可靠性共同提升的目的。2.2 典型 OAM 传输容量区域 根据信道容量的高低,可以将典型 OAM 通信系统划分为三条典型容量界区分的 A、B、C 和 D 四个区域,如图 2-1 所示。其中,区域 A 属于具有物理新维度的量子态OAM 传输系统,采用含有内禀 OAM
46、的涡旋微波量子传输信息,相应的容量界相比于传统多天线 MIMO 容量界获得提升;区域 B、C 和 D 属于统计态 OAM 涡旋波束,虽然不具备 MIMO以外独立的无线传输新维度,但在视距(Line of Sight,LoS)信道中有突出表现。与传统视距 MIMO 传输相比,区域 B 为 OAM 专用天线传输系统,可恢复信道正交性和信道矩阵的秩,获得容量大幅提升,代表着统计态 OAM 涡旋波束使用的发展趋势;区域 C 为阵列天线全相位面传输系统,系统复杂度低,且作为早期 OAM技术的代表,技术成熟度较高;区域 D 为部分相位传输系统,不需要接收完整相位面,适用于统计态 OAM 波束长距离部分相位
47、面传输。2.2.1 区域 A 在相对论情况下,磁场中的回旋电子可以发射和吸收含有内禀 OAM 涡旋电磁波量子,比如在微波频段为涡旋微波量子,光波频段为涡旋光量子。下面以涡旋微波量子为例进行说明,辐射情况下,电磁波的 N 次谐波携带模态值为 N-1 的涡旋微波量子;吸收情况下,可以使用不同频率和 OAM 的涡旋微波量子与自由电子耦合后产生具有不同朗道能级量子数的涡旋电子,如图 2-2所示9。注意涡旋微波量子与自由电子耦合后,由于角动量守恒,可以将OAM直接传递给自由电子,进而生成涡旋电子,这为涡旋电磁波应用提供了一种直接检测OAM的方法。这在天线中的束缚电子是不可实现的。利用涡旋电子的分选,可以
48、对涡旋电子的模态进行检测,从而间接检测了涡旋微波量子的模态,和获得对应模态上的信号。如图2-3,由于角动量守恒特性,可以间接完成对量子态OAM(涡旋微波量子内禀OAM)检测10。11 图 2-1 应用 OAM 提升传输容量的方法分类概念图25 图 2-2 电子在磁场中绕 z轴旋转9 这里给出一个示例,量子态 OAM 微波无线传输系统架构如图 2-4 所示,主要包括发射端和接收端两部分。具体地,图 2-4(a)表示出了整个 OAM 量子态无线传输的原理。相对论回旋电子用于产生携带量子态 OAM 涡旋电磁波,OAM 产生器用于产生对应 OAM 模态的涡旋电磁波,在获得不同 OAM 模态电磁波后,控
49、制不同 OAM 电磁波完成 OAM 键控或者复用传输。发射端产生的 OAM 波束通过自由空间传输,并在接收端使用相对论电子耦合,最终使用直角坐标到对数坐标转换法获得涡旋电子分选;图 2-4(b)表示出了直角坐标到对数坐标转换法的原理,使用了映射器和校正器。12 图 2-3 涡旋电子坐标转换和分选10 2.2.2 区域 B 在区域 B 中,由于没有 OAM 专用传感器,只能采用天线间接测量统计态 OAM波束在传统域中引起的电场强度变化。为了提升链路的传输容量,MIMO 体制是现在普遍采用的通信方式。而由于 MIMO 复用信道的相关性,LoS 信道传输时信道矩阵是不满秩的。如果此时采用特殊 OAM
50、 天线取代传统平面波天线,基于 OAM 模态之间的正交性,这种替换有助于改善传统 MIMO 信道之间的相关性,从而改善通信系统的传输容量。值得注意的是,在该区域中,仍然采用传统天线来产生和接收电磁波,OAM 新维度实际上映射到了传统域中,成为非独立的新维度。由于采用了特殊 OAM 天线来改善 LoS 信道造成的相关性,有望将信道矩阵的秩改善到满秩信道状态。以区域 B 中的反射面为例,图 2-5为反射面涡旋电磁波天线示例图。反射面是提高增益,使波束汇聚的常用方法。为了利用反射面产生多模态且具有相同发散角的涡旋波束,需要对反射面焦径比等参数和馈源波束进行综合调控。通过反射面聚焦,涡旋电磁波束的扩散
51、效应确实得到了抑制12。同时,随着口径的增加,涡旋电磁波的确可以得到进一步的汇聚,同时增益变大。除了抛物面天线之外,螺旋相位板(Spiral Phase Plate,SPP)也是一种典型的专用 OAM 天线。2011 年,Tamburini F.等人设计了 SPP,相位板围绕中心成顺时针或逆时针旋转增大厚度,不同厚度区域在电磁波通过后会产生不同的相位延迟。因此,一束平面波垂直通过整个相位板后,在垂直于传播方向的平面中不同方位向(半径相同)顺次产生连续的空间相位变化,从而在自由空间中干涉产生倒锥状辐射波束,并且在倒锥形的底面上形成螺旋状的空间相位变化,形成统计态波束。13 图 2-4 OAM 量
52、子态微波无线传输系统架构11 图 2-5 反射面涡旋电磁波天线 2.2.3 区域 C 在区域 C 中,不使用专用 OAM 天线,而仅仅使用传统阵列天线来产生和接收统计态涡旋波束,其本质上也可以被看作是一种特殊的 MIMO 传输方案。为了产生和接收 OAM 电磁波束,发射端和接收端可以自由组阵,而均匀环形阵列(UCA)是一种被广泛采用的有效组阵方式。相对于普通 MIMO 系统,OAM 波束传输条件要求严格的 LoS 直射传输场景。因此,在这种 LoS 场景下,基于天线阵列的 OAM 系统传输容量接近于 LoS 信道闭环 MIMO 系统容量的上界,并且受到 LoS 信道条件限制。更具体地说是由于传
53、统阵列天线在 LoS 传输条件下相关性很强,系统传输容量受到 LoS 信道降秩的限制。在 C 区域中,采用 OAM 波束对传输容量上界并没有突出的贡献,但由 14 于 OAM 波束的特殊结构,接收端不需要将信道估计信息反馈给发射端,模态间的解复用可以采用类似快速傅里叶逆变换(IFFT)方法实现,或者直接在射频链路上采用模拟移相网络完成(比如巴特勒矩阵),从而大大降低了接收端的计算复杂度。日本 NTT 公司采用多环 UCA 产生统计态涡旋波束,更便于模态复用和与传统MIMO 形成混合系统13。NTT 的多环 UCA 天线如图 2-6所示。图 2-6 UCA天线组13 日本 NTT 在 100 G
54、bps 传输系统中引入 OAM-MIMO 复用方式:考虑到 UCA1 和UCA4 天线之间串扰较小,发送端使用两个(UCA1 和 UCA4)分别产生 5 种 OAM 模态的涡旋波(0,+1,-1,+2,-2)。中心的 UCA0 产生另一组平面电磁波,既用于传输数据,又用于天线对准。以上 11 个波束同时在空间传输,接收端利用接收到的所有信号进行解调。11 个数据流分别经过低密度奇偶校验编码或二元线性循环码(Bose,Chaudhuri,Hocquenghem,BCH)、64 QAM 调制之后产生的调制符号分别用上述 11 个波束承载,实验参数和测试的结果可参考文献13。2.2.4 区域 D 在
55、长距离传输场景下,若仍欲对全相位面进行接收,则接收端天线阵列半径过大,实际工程中往往难以实现。此时,只需对较小区域进行采样的部分相位面接收系统被提出14。部分相位面接收传输系统中,由于尺寸限制,接收端天线(阵)被限制在一个小角度区间内。信道相关性强,信道矩阵的条件数较大,降秩可能性较大。与全相位面传输相比,部分相位面传输会损失容量,且随着传输距离的增加,所占相位面比例越来越小,容量亦随之下降。另外,长距离传输下,信道状态难以及时反馈至发射端,发射端无法采用注水定理等算法合理分配发射功率,只能在子信道上平均分配功率。相比于全相位面接收传输系统,部分相位面接收系统中,采用更高阶统计态 OAM模态值
56、复用才能获得正交性,且收发端无法及时获取信道状态,进一步导致信道增益 15 和信道容量降低,然而由于统计态波束天然的倒锥状特性,只有部分相位面接收适合于长距离传输场景,因此,区域 D 是除量子态技术外,目前 OAM 长(远)距离传输的唯一可行方案。为了解决 OAM 长距离传输问题,在 2016 年,清华大学航电实验室提出一种变换域思想,将空域中的 OAM 通过旋转映射到时间域,进而再通过数学变换映射到频域,称其为旋转 OAM15。进一步地,利用相对旋转概念,该课题组提出了基于虚拟旋转天线插值实现长距离 OAM 模态检测的有效方法16。2016 到 2017 年间,该课题组陆续完成了 1 km、
57、7.3 km到 27.5 km的长距离 OAM 地面传输实验。在此基础上,通过 OAM索引映射方法,该课题组在 2018 年完成了最远 172 km 地空机载传输实验,这也是当前公开报道的世界最长距离地空 OAM 微波传输实验17。在实际应用中,上百公里超远距离传输通常出现在航天航空等大尺度空间通信领域。因为需要满足多种要求,此时容量已不仅仅是长距离传输所关心的第一要素,特别是在战场环境下,还要求数据传输链路具有强对抗特性,比如隐蔽传输、保密通信等818。作为一种新的自由度,在部分相位面上接收 OAM 信息,可以通过不同数学变换映射到不同的变换域中进行测量,从而构建基于 OAM 的特种应用数据
58、链,这极大地拓宽了 OAM 长距离传输数据链的应用场景,将会是未来 OAM 长距离通信中十分关键的研究领域。2.3 本章小结 本章中详细论述了 OAM 作为无线传输新维度在量子态 OAM 传输和统计态 OAM传输中的数学模型,并按照信道容量将 OAM 的传输分别 A、B、C 和 D 四个区域。分别论述了 OAM 在区域 A 量子态 OAM 涡旋微波量子的产生、检测和传输方法,区域B 给出了专用 OAM 天线统计态涡旋波束传输方式,以及区域 C 采用 UCA 等阵列天线进行大容量传输的方法,最后介绍了区域 D 部分相位面在远距离 OAM 的传输时的可行性和有效性。16 第三章第三章 OAM 传输
59、体制传输体制 3.1 统计态 OAM 涡旋电磁波传输体制 对于统计态 OAM 涡旋电磁波传输而言,其传输架构与传统无线通信系统类似,如图 3-1 所示,发射端包括 OAM 基带信号处理,OAM 射频技术,OAM 涡旋波束发射天线。其中基带部分产生基带信号,随后通过射频部分搬移到射频,通过 OAM 天线形成统计态涡旋波束,在空间中经过传播后,接收端通过 OAM 接收天线接收到电磁波信号,通过射频、基带部分恢复出相应信息。图 3-1 统计态 OAM 传输基本结构 以下主要介绍统计态 OAM 涡旋波束的产生和接收检测方法。由于统计态 OAM 电磁波可以采用天线(阵列)发射和接收,所以发展较早且技术较
60、成熟。其中产生方法主要有:(1)螺旋相位板方式:螺旋相位板产生统计态 OAM 的原理是通过相位板厚度的连续变化构造一个不均匀相位延时结构,如图 3-2(a)所示。当平面波通过螺旋相位板时,由于不同位置的厚度和延时不一样,平面波产生连续变化的相位,从而形成螺旋相位面波前1。该方式优势在于波束发散小和衰减低。缺点是设计定型后,其产生的 OAM 模态单一固定,难以进行改变,灵活性较低;(2)螺旋反射面天线方式:螺旋反射面天线方式指的是通过将普通抛物面天线通过开槽等方式扭曲加工成螺旋状的反射面,如图 3-2(b)所示。当电磁波通过螺旋反射面天线发射时,由于其螺旋状的反射面形状将会使发射的电磁波具有螺旋
61、相位波前,通过调整相应参数可以获得相应模态的统计态 OAM 电磁波2,螺旋反射面天线的制作相对简单,但产生的 OAM 模态值也受限于具体的物理结构,天线制作成型后难以进行改变;(3)衍射光栅方式:衍射光栅方式最初用于光学 OAM 领域,也可拓展应用于产生统计态 OAM 涡旋波束。其基本原理为通过由平行细缝组成的光学结构对入射波进行衍射,形成衍射波,如图 3-2(c)所示。然后通过入射波和衍射波之间的干涉从而形成具备螺旋相位的统计态 OAM 涡旋波束3;(4)阵列天线方式:阵列天线产生统计态 OAM 涡旋波束的基本原理是将天线阵列布OAM基带处理基带处理OAM射频技术射频技术OAM发射天线发射天
62、线OAM接收天线接收天线OAM射频技术射频技术OAM基带处理基带处理17 置成环形或其他形式,然后由不同位置的阵子馈送不同初始相位的平面波。不同阵子发射的具有不同相位的平面波叠加后便可以形成螺旋相位面的涡旋电磁波45。调整天线阵子初始相位,便可以产生不同模态的统计态 OAM 涡旋波束。比如典型的 UCA 方式,如图 3-2(d)所示其优点在于不需要复杂的天线设计,实现原理相对简单,调整方式较为灵活。但其产生的 OAM 模态值受限于阵元数,随着 OAM 模态的增加,环形阵列天线所需的阵元数量和馈电网络的复杂程度将会大幅增加。欲得到纯度较高的 OAM 涡旋波束,需要保证阵元数量足够的前提下,对各个
63、单元的馈电相位进行精确地控制。因此,在天线整体尺寸和馈电网络设计两个方面的难度都将会大大增加;(5)超表面方式:超表面是一种超薄的二维阵列表面,由亚波长大小周期性排列的超材料谐振单元组成,它可以通过改变谐振单元的形状和大小等参数来实现电磁波的振幅、相位、偏振等属性灵活的调控,具有强大的电磁场操控能力,如图 3-2(e)所示,因此可以应用于统计态 OAM 涡旋电磁波的产生67。超表面天线具有剖面低、馈电系统简单和易于波束成形等优点。目前用于产生 OAM 涡旋波束的超表面天线可分为 4 类:反射型超表面、透射型超表面、全息超表面和数字编码型超表面。(6)OAM 馈源反射面方式:OAM 馈源反射面方
64、式,是基于焦点为 OAM 馈源,反射面形式为抛物面或者卡塞格伦形式架构的特种?OAM 天线。不同于?UCA 架构,此种?OAM 天线能够利用抛物面的反射特性有效的汇聚?OAM 波束。同时减小OAM 波束的发散性,达到不同模态?OAM 波发散角近似相同的效果。利用对称的?OAM 馈源结合反射面天线还可以进行复杂度更低以及增益更高的数据传输,是一种极具潜力的传输方式。在以上几种产生统计态 OAM 电磁波的方式中,螺旋相位板、螺旋反射面、OAM馈源反射面、衍射光栅方式是专为产生具备螺旋相位面的 OAM 涡旋波束而设计,可以称之为 OAM 专用天线。而阵列天线、超表面方式则本质上是天线的不同排布方式,
65、属于天线阵列。统计态 OAM 涡旋波束的接收检测方法主要有:(1)全相位面共轴接收:基本原理是在接收端采用与发射端 OAM 模态相同的接收天线从空间接收整个环形波束能量,发射的 OAM 电磁波被接收天线相位补偿后变为常规平面电磁波,而由于不同的模态的 OAM 电磁波环形波束半径随模态值正比例增大,通过空分方式即可分离出相位补偿后的常规电磁波。比如发送端采用螺旋相位面板,则接收端采用与之厚度变化趋势相反的螺旋相位面板,覆盖全相 18 位面,使螺旋相位面恢复成平面波,也可以在接收端使用 UCA 天线8。对于全相位面接收方法,共轴传输成为多模态复用和解复用的关键,非对准情况下模态间干扰会很大;图 3
66、-2 常见统计态 OAM 涡旋波束天线(a)螺旋相位面板1;(b)螺旋反射面2;(c)衍射光栅3;(d)均匀环形阵列5;(e)超表面结构7;(f)OAM 馈源反射面天线(2)部分相位面接收:由于统计态 OAM 涡旋电磁波的相位在环形波束上呈线性分布,环形波束上的任意两点间存在相位差,且不同 OAM 模态的涡旋电磁波束产生的相位差不同。当天线间距固定时,天线间相位差与 OAM 模态成正比。因此,可以在部分环形波束上均匀布置一个弧形(线形)天线阵列接收信号,对接收信号做傅里叶变换即可完成不同相位差的检测,进而完成不同 OAM 模态的检测和信号分离8。值得注意的是,部分相位面接收方法的一个简化情况是
67、相位梯度法9。在相位梯度法中,接收端在垂直于传播轴的环形波束上放置两个天线,通过天线间相位差来检测和区分涡旋波束不同 OAM 模态。由于涡旋波束为倒锥状发散波束,所以该方法适用于涡旋波束的长(远)距离无线传输。19 统计态 OAM 涡旋电磁波的波束呈倒锥状,而倒锥状波束导致传输距离越长波束越发散,容量和距离产生矛盾。全相位面接收可支持大容量传输,但应用场景受到局限,适用于近距离点对点场景,比如 6G 中宏基站到微基站的中继传输;部分相位面可以支持统计态 OAM 涡旋电磁波的长距离传输,但是传输容量会随部分相位面的比例而下降。3.2 量子态 OAM 涡旋电磁波传输体制 量子态 OAM 涡旋电磁波
68、传输系统利用的是携带内禀 OAM 的涡旋微波量子所构成的电磁波,传输系统主要包括发送端和接收端两部分,发送端产生携带内禀 OAM的量子态电磁波,接收端则对其进行检测分离,利用不同的 OAM 模态可以实现键控传输或者电磁波的复用传输。文献10提出了一种量子态 OAM 通信传输系统,如图 3-3 所示。发射子系统由高压电源、高速电子枪、电子回旋模块、涡旋微波量子发射器、电磁波调制模块、OAM 模态选择器、波束赋形辐射器组成。其中高压电能用于提供高压电源将电子枪发射的电子加速到相对论高速形态,加速后的电子在电子回旋模块中做回旋运动;涡旋微波量子发射器基于回旋运动的电子发射量子态 OAM 电磁波;电磁
69、波调制模块可以将通信数据调制到电磁波上;OAM 模态选择器从调制后的量子态 OAM 涡旋电磁波中筛选出所需模态和频率的量子态 OAM 涡旋电磁波;波束赋形辐射器将筛选出的量子态 OAM 涡旋电磁波辐射到自由空间进行传输。而在接收子系统,同样包括高压电源模块、高速电子枪模块、电子回旋模块,同样产生高速回旋的电子,但与发射系统中不一样的是此时高速回旋电子将在 OAM 量子耦合器中与量子态 OAM 涡旋电磁波相耦合变成涡旋电子。衍射装置则对该涡旋电子束进行衍射放大;电子分选装置将携带不同内禀 OAM 的涡旋电子束分离到不同空间位置,接收解调器再对不同位置的电子束进行接收和解调,恢复出通信数据。对于量
70、子态 OAM 涡旋电磁波传输而言,其核心在于需要产生由携带内禀 OAM 的涡旋微波量子所组成的电磁波,并在接收端对其进行分离检测。该部分以微波频段为例介绍量子态 OAM 涡旋电磁波的产生和接收检测方法。对于量子态 OAM 电磁波的产生,基于角动量守恒,文献11分析了 OAM 在涡旋电子和微波量子之间的转移过程,通过理论推导说明相对论情形下,OAM 可以在涡旋电子和微波量子之间通过磁场中相互作用进行转移,故可以在相对论效应下利用磁场中携带 OAM 的回旋电子辐射出携带 OAM 的涡旋微波量子,产生量子态 OAM 电磁波。20 图 3-3 量子态 OAM 涡旋微波量子通信系统10 对于量子态 OA
71、M 电磁波的接收检测,由于组成量子态 OAM 涡旋电磁波的是涡旋微波量子,可以基于角动量守恒,利用 OAM 在涡旋微波量子与电子间的转移过程。在接收端布置磁场和相应条件,使 OAM 从涡旋微波量子上转移到电子上形成涡旋电子,继而对涡旋电子进行分离检测,从而可以实现对 OAM 模态的识别和分离。对于涡旋电子的检测问题,目前已有学者提出数种检测方式。通过衍射图像对其所携带的 OAM 模态进行分类识别是最为典型的一种。文献12提出了采用单晶和多晶结构薄膜,在磁场中对涡旋电子所携带的 OAM 模态进行检测。不同的 OAM 模态将会形成不同的衍射图像(如图 3-4(b),通过对衍射图像的观测可以实现对
72、OAM 模态的识别。其中多晶结构薄膜配合涡旋电子分选器可用来实现复用 OAM 模态检测分离。根据计算,该方法甚至可在厘米级宏观尺度上实现对不同 OAM 模态涡旋电子的识别和分离,易于实现工程应用13。Vincenzo G.等人则针对 OAM 涡旋电子束与磁性物质相互作用的分析,提出并设计实现了一种基于纳米尺度的衍射光栅全息图装置以实现对涡旋电子束携带 OAM模态成分的测量14。该实验产生了 OAM 模态从-10 到 10 的涡旋电子束,并用所设计的装置对该电子束的 OAM 模态成分进行了检测和分析,分离并检测出了携带不同 OAM 模态的涡旋电子束的 OAM 谱。2018 年,兰州中科院近代物理
73、研究所相应研究团队通过理论分析得出在磁场中携带 OAM 的涡旋电子将会受到力的作用,且携带不同 OAM 的涡旋电子束在磁场中的受力情况不同,因而加速度也不相同,从而具备不同的速度和运动轨迹,因此可以增加横向电场和磁场,并利用速度选择器对携带不同 OAM 的涡旋电子束进行分离15,从 21 而达到 OAM 分选得目的,如图 3-4(d)所示。基于量子态 OAM 涡旋电磁波的基本理论,清华大学航电实验室提出了电磁波量子态 OAM 通信系统10,其采用非天线方式产生和发射复用 OAM 量子态电磁波,同时采用非天线方式接收和检测复用 OAM 量子态电磁波的方式。在发射端,基于高速回旋电子产生高阶量子态
74、 OAM 涡旋电磁波,将回旋电子的 OAM 传递到电磁波,并将其辐射到自由空间中进行传播;在接收端,同样基于高速回旋电子,将自由空间传播的量子态 OAM 涡旋电磁波中涡旋微波量子的内禀 OAM 耦合到回旋电子注上,使其成为涡旋电子,并采用衍射装置对涡旋电子波束进行尺度放大,其次经过电子分选装置解复用不同 OAM 的电子束,最后经接收解调器和数据处理单元获得传输数据,完成量子态OAM 涡旋电磁波通信系统的功能。量子态 OAM 涡旋电磁波传输通过涡旋微波量子的产生和检测进行通信,可以直接检测涡旋微波量子所携带的 OAM 模态。量子态 OAM 涡旋电磁波经过反射、散射等情况后其所携带的 OAM 模态
75、值绝对值不变,因此可以适用于视距与非视距、近距离与长距离,以及反射、折射、散射等各种场景。对于量子态 OAM 涡旋电磁波而言,其调控装置的小型化是关键问题。目前量子态 OAM 涡旋电磁波的产生需要用到强磁场、真空电子器件等设施条件,导致量子态 OAM 调控装置往往过于庞大和笨重,限制了应用场景。因此如何能有效地将量子态 OAM 电磁波的调控装置小型化,是个颇具价值的研究方向,也是量子态 OAM 电磁波走向工程实用的关键。图 3-4 量子态 OAM 检测方案(a)涡旋电子在磁场中被晶体的晶胞所散射12;(b)不同 OAM 涡旋电子概率分布情况12;(c)涡旋电子衍射光栅全息图分选装置14;(d)
76、涡旋电子速度分选装置15(a)(b)(c)(d)22 3.3 本章小结 本章主要介绍了电磁波 OAM 传输体制,具体包括:统计态 OAM 涡旋电磁波和量子态 OAM 涡旋电磁波。主要列举了两种 OAM 电磁波传输技术对应的产生和接收检测方法,以及其应用场景。统计态 OAM 涡旋电磁波的产生方法主要包括螺旋相位板、螺旋反射面天线、衍射光栅、阵列天线、超表面方式、OAM 馈源反射面天线等。接收方法主要有全相位面共轴接收和部分相位面接收。统计态 OAM 涡旋波束呈倒锥状,仅能用于点对点 LoS 环境传输,且面临长距离传输后波束发散问题,解决该问题将会大大拓展 OAM 电磁波通信的应用场景。量子态 O
77、AM 涡旋电磁波主要通过强磁场中与电子的相互作用进行产生和接收。在发送端通过磁场中高速回旋运动电子产生涡旋电磁波量子,在接收端通过磁场将涡旋电磁波量子携带的 OAM 模态转移到电子上形成涡旋电子,再利用衍射图像、电子栅等方法进行识别分选。量子态 OAM 涡旋电磁波发送和接收装置的小型化是关键问题,也是其走向工程实用的关键。23 第四章第四章 OAM 与与 MIMO 无线通信系统的比较无线通信系统的比较 4.1 OAM 与 MIMO 系统能耗比较 现今,海量的通信流量及通信设备挑战着无线通信系统的承受能力,也带来了庞大的电能消耗。通信技术需要通过使能更多的创新技术及组合来满足各种新的需求并提供更
78、大容量,以及更低的系统功耗。大规模 MIMO(Massive MIMO)和基于 OAM 的无线传输技术得到了广泛的关注。常用的多天线基站(Base Station,BS)包括多个收发机。每个收发机产生功耗的模块,主要包括:天线接口(Antenna Interface,AI),功率放大器,射频单元(Radio Frequency Unit,RF Unit),基带接口,直流变直流(Direct Current-Direct Current,DC-DC)电源供应,交流变直流(Direct Current-Alternating Current,AC-DC)电源供应,空调冷却系统等。系统功耗也会随着业
79、务负载的升高而增加。对多天线基站来说,每一部分的功耗主要体现在以下方面:(1)天线接口:不同天线类型对功率效率的影响,主要用损耗去表征,如天线馈线,滤波器,天线转换开关等;(2)功率放大器:一个高效的功率放大器意味着最大的输出功率,然而,非线性因素导致功率放大器需要工作在线性区域避免接收端的性能衰减,但这种工作方式会导致较差的功率效率和较高的功率损耗;(3)基带接口:主要包括一些数字信号基带部分的处理,这里的功耗主要体现在基于硅基的半导体技术,以及带宽、天线数量及信号处理算法;(4)电源供应:直流变直流损耗因子()、散热损耗因子()和主要供应损耗因子()。因此,配有tN个收发机的基站的总功耗可
80、以写为:PARFBBsupplytDCcoolMS111PPPPN(4-1)更为一般性的模型,系统功耗主要取决于射频链路的数量。一个简单的功耗模型可以用一个线性方程来模拟。与发射端相比,接收端的功耗非常小,因此,本文重点考虑系统发射端的功耗。此功耗模型可近似表示为:DCcoolMS 24 supplyRF0RFtPN PN P(4-2)其中,RFN为 BS 端 RF 链路的数目,0P表示发射天线连接硬件的电路功耗,tP为每个发射天线的发射功率,表示为与负载有关的功耗斜率(放大器效率)1。由上述模型可以看出,发射端功耗主要跟 RF 链路的数量相关。此外,功耗与工作频点、系统设计及半导体相关器件有
81、很紧密的联系,不同的设计会得出不同的功耗数值。这里给出 LTE 的宏基站功耗指标作为比较基准。LTE 基站设备主要包括三个部分:基带处理单元(Bandwidth Based Unit,BBU)、射频处理单元(Radio Remote Unit,RRU)、天线系统相关部分1。基站功耗主要体现在 RRU 和BBU 两部分,其中宏基站中二者功耗比约为 5:1,其中 RRU 中的功率放大器功耗占比最大,占 RRU 总功耗的 70%左右。BBU 由基带板和主控板组成,基带处理占功耗比较大,可以通过提升芯片制程工艺得到有效地降低。OAM 基带处理技术与 MIMO 基本一致,因此,此单元功耗大体上与 MIM
82、O 相近。考虑 NN MIMO及 N 模态 OAM(如 22 MIMO与 2模态 OAM系统),在相同的工作频点,相同的天线阵列移相架构,RF 链路数目相同,等于 2,功率放大的总开销一致。因此,在相同的总发射功率下,MIMO 与 OAM 的射频处理单元功耗相近,这意味着在相同规格的射频系统架构下,OAM 系统与 MIMO 系统基站侧发射端功耗大致相当。除了功耗之外,还可利用能量效率对通信系统进行评估。能效反映了一个通信系统消耗单位能量所能传输的数据量,也可定义为传输速率与功耗之比。通信系统的能效可定义为:(4-3)其中,W 表示为传输带宽,RFtC N P表示以发射总功率为变量的系统容量。在
83、相同规格射频系统架构下,基于 UCA 的统计态 OAM 涡旋波束的信道容量和传统 MIMO 信道容量相同2,且两者功耗相同,因此,两者能效也相同。空间调制技术(Spatial Modulation,SM)仅采用单个 RF 链路,相较于多 RF 链路MIMO 结构可极大地减少功耗,因此有关 SM 的系统能效分析也有很多研究。Di R.等人提出了一种空间调制技术,并给出基站功耗与传统 MIMO 技术的功耗对比2。理论分析表明,当两种技术采用相同的发射功率,即每个 MIMO 天线和引入 SM 技术后激活的天线具有相同的功率,引入 SM 后的 BS 相较于传统 MIMO 功耗明显降低。同样的,在 OA
84、M 引入 SM 后,华中科技大学研究团队分析了 OAM-SM 和 NN的 OAM-MIMO 的能效3。其中,每个天线考虑采用行波环状共振腔天线,考虑采用相同的总RFtsupplyWC NPP 25 发射功率,即tMIMOPNP:OAM-SMtOAM-SM0tW CPPP(4-4)对于OAM-MIMO结构来说:(4-5)对于传统 MIMO结构来说:(4-6)图 4-1 的仿真结果对比了在视距(LoS)信道条件,OAM-SM、OAM-MIMO 与传统 MIMO通信距离都为 50 米,并且收发端对齐的情况下的系统能量效率。仿真结果表明,与 OAM-MIMO 相比,传统 MIMO 的能效较低,其本质原
85、因是 OAM-MIMO 能够达到更高的信道容量,位于第 2.2.2 节中所示的区域 B,而两者的功耗相同,因此,OAM-MIMO 的能效更高。此外,OAM-SM 的系统能效首先随着信噪比(SNR)的增大而增大;当发射端 SNR 达到一定数值时,系统能效随 SNR的继续增大而减小。对于发射天线为 4,OAM 模态数为 8 的 OAM-SM 系统,44 的传统 MIMO 系统及天线数为 1,模态数为 32 的 OAM 系统来说,OAM-SM 系统容量优于 MIMO。同时,发射端电路功耗极大降低,从而导致 OAM-SM 的能效更高。而与 MIMO-SM 相比,由于OAM 能够达到更高的信道容量,且两
86、功耗相同,因此,OAM-SM 的能效更高。图 4-1 不同传输方案能效对比图(M 为 OAM 天线数,L为 OAM 模态数)3 综上所述,与 MIMO 系统相比,统计态 OAM 涡旋波束传输系统的能耗相同,但可使用专用 OAM 天线,在相同功率消耗的情况下,增大统计态 OAM 涡旋波束传输系NNOAM-MIMOOAM-MIMOOAM-MIMO0OAM-MIMOWCNPNPNPNNMIMOMIMOMIMO0MIMOWCNPNPNP 26 统的信道容量,使得 OAM 系统的能效更高。4.2 OAM 与 MIMO 复杂度比较 已有研究表明,相比于传统 MIMO 无线通信系统,OAM 无线通信系统有望
87、具有更低的系统复杂度。本节针对 OAM 无线通信系统与 MIMO 无线通信系统的复杂度进行了对比分析4。第一,与传统 MIMO 相比,基于 UCA 的 OAM 无线通信系统中的预处理和后处理复杂度更低。这里的复杂度是指进行预处理和后处理所需的复数乘法与复数加法的次数。文献5针对自由空间中基于 UCA 的 OAM 无线通信系统的等效信道进行了分析。文献指出,OAM 无线通信系统的物理信道是一个循环对称矩阵。在信号处理过程中,可以分别在发送 UCA 与接收 UCA 进行离散傅里叶变换(Discrete Fourier Transform,DFT)和离散傅里叶逆变换(Inverse Discrete
88、 Fourier Transform,IDFT),从而实现多模态 OAM 波束的生成发送和接收分离。上述过程同样实现了 OAM 无线通信系统物理信道的对角化。对角化之后,系统不同模态的 OAM 等效信道间相互正交,不存在干扰。基于上述讨论,文献5指出,相比于传统的 MIMO 无线通信系统,基于 UCA 的OAM 无线通信系统有望以更低的计算复杂度实现高性能通信。基于以上理论,文献5提出了一种基于 OAM 的低复杂度接收机结构。由于 OAM无线通信系统中收发端所复用的模态是共有且已知的,因此,IDFT及 DFT处理矩阵对于收发端是已知的,且可以利用快速傅里叶变换(Fast Fourier Tra
89、nsform,FFT)进一步降低计算复杂度5。因此,相比于传统 MIMO 无线通信系统中基于信道矩阵求逆的信号检测过程,OAM 无线通信系统基于 DFT 的信号检测过程的计算量明显降低,系统工作效率得以提高。文献5还给出了 OAM 通信系统基于 DFT 的信号检测过程和传统 MIMO 通信系统基于信道矩阵求逆的信号检测过程之间的具体复杂度比较。如图 4-2 所示,横坐标为天线阵子数,纵坐标为计算复杂度。由该图我们可以看出,基于矩阵求逆的信号检测方法的计算复杂度随着天线数增加明显增加,相比之下,基于 DFT或 FFT 的信号检测方法的计算复杂度明显低得多。详细分析见文献5。第二,基于模分复用的
90、OAM 无线通信系统接收机具有更低的复杂度。这里的复杂度是指进行模态值分离所需的复数乘法与复数加法的次数。文献6针对基于模分复用(Mode Division Multiplexing,MDM)的收发端正对准的 OAM 无线通信系统进行了建模,并由 OAM-MDM 通信系统等效信道的表达式出发,定量分析了系统接收机的计算复杂度(Computational Complexity,CC)。文献6指出,在收发端正对准的场景下,OAM 无线通信系统的等效信道矩阵是一个对角阵,因此,在信号接收的过程中,就可 27 以直接利用接收端已知的等效信道矩阵对每个子信道做除法进而恢复数据流。相比于传统的 MIMO
91、无线通信系统,OAM 无线通信系统在信号接收的过程中无需通过对信道矩阵求逆来恢复信号,因而接收过程有着更低的计算复杂度。文献6还对 N 发 N 收的 OAM 通信系统和 LoS MIMO通信系统的接收机复杂度进行了对比,结果如图 4-3 所示,其中横坐标表示 OAM 模态总数,纵坐标衡量了计算复杂度。由图 4-3 可以看出,与传统 MIMO 通信系统相比,OAM-MDM 通信系统的接收机有着更低的计算复杂度。此外,文献6还指出,相比传统 MIMO 通信系统,OAM-MDM 通信系统有望在保持接收机低复杂度的同时,通过复用多个模态来显著提升通信系统的信道容量。图 4-2 MIMO系统信号检测与
92、OAM 系统信号检测复杂度对比5 图 4-3 N发 N 收的 OAM-MDM 和 LoS MIMO通信系统接收机复杂度对比6 28 第三,利用 OAM 进行联合编码调制,可降低编译码复杂度。这里的复杂度是指网格编码复杂度,可用网格编码状态转移路径个数来衡量。为进一步提高无线通信系统的频谱效率并改善系统的误码率性能,文献7提出了一种适用于单点接收机的低复杂度格形 OAM-QAM 联合调制方案。在该方案中,发送端的源数据符号被映射到由OAM 模态和 QAM 星座组成的三维星座图中;同时,在接收端,各星座点由 OAM 单点译码器和截短维特比译码器联合检测。相比于传统的 QAM 调制方法,文献7所提出
93、的格形 OAM-QAM 联合调制方案能够在获得更大的欧氏距离的同时实现更低的误码率,并具有更低的格栅复杂度。文献7还比较了 QAM 调制方案、OAM-QAM 联合调制方案和基于单点检测的 OAM-QAM 联合调制方案的格栅复杂度,结果如图 4-4 所示,由于在维特比译码的过程中使用了 OAM 单点检测的结果,因此,在这三种方案中,基于单点检测的 OAM-QAM 联合调制方案具有最低的复杂度。图 4-4 三种调制方案的格栅复杂度与编码增益的关系7 第四,利用 OAM 进行索引调制,可降低接收机数据恢复的复杂度。这里的复杂度是指接收解调算法的计算复杂度。因其具备良好的误码率性能、较低的复杂度以及较
94、高的能量效率,IM 近年来得到了广泛关注。文献8将 IM 与 OAM 相结合,提出了一种 OAM-IM 通信方案,与 OAM-MDM 通信方案不同,OAM-IM 通信方案中的信号具备一定的稀疏性。为实现 OAM-IM 通信系统低复杂度的信号检测,文献8还提出了一种基于对数似然比(Logarithm Likelihood Ratio,LLR)的最大似然(Maximum Likelihood,ML)检测算法,该算法对系统所复用 OAM 模态的激活状态的概率进行LLR 度量,从而计算出最有可能激活的 OAM 模态组合,一旦确定了所激活的模态组合,就可以在此基础上独立恢复相应的数据符号。与传统 MIM
95、O-OFDM 通信系统所使 29 用的 ML检测算法相比,文献8基于 LLR 的 ML检测算法具有更低计算复杂度。第五,利用 OAM 结合 OFDM 可进行二维傅里叶变换,相比于基于 MIMO-OFDM的行列傅里叶变换,可降低计算复杂度。这里的复杂度是指进行预处理和后处理所需的复数乘法与复数加法的次数。为进一步提高无线通信系统的频谱效率,MIMO-OFDM 无线通信方案成为研究热点910。然而,随着系统天线个数和载频的增加,MIMO-OFDM 通信系统调制解调过程的计算复杂度可能变得非常高。为解决这一问题,文献9提出了一种适用于宽带 OAM 无线通信系统的基于二维 FFT(2-D FFT)的O
96、AM-OFDM 通信方案,如图 4-5 所示,相比于传统 MIMO-OFDM 通信系统收发端所使用的基于行列 FFT 的移相器网络,该系统能够有效降低基带信号处理的复杂度。该方法与传统的基于行-列变换的 2-D FFT 算法的复杂度相比,文献9所提的 2-D FFT 算法虽与传统行-列 FFT 算法具有相同的加法复杂度,但具有更低的乘法复杂度。图 4-6进一步比较了两种 FFT 算法的乘法复杂度,随着收发端阵元数 M 和子载波个数 N 的增加,文献9所提的二维 FFT 算法的复杂度优势变得更加明显。总之,由于 OAM 无线通信系统特有的等效信道特性,其发送机和接收机能够利用复杂度更低的算法实现
97、 OAM 信号的调制与解调,因而,相比于传统的 MIMO 通信系统,OAM 通信系统的收发机有着更低的复杂度。此外,本节还总结了几种能够进一步降低 OAM 通信系统复杂度的收发机结构。表明相比于传统的 MIMO 无线通信系统,OAM 无线通信系统有望以更低的计算复杂度实现更高的频谱效率。4.3 OAM 与 MIMO 信道容量比较 传统通信系统借助电磁波的电场强度变化传输信息。既然 OAM 与电场强度相互独立,故 OAM 随时间的变化也可以产生对应的信道容量。发射功率在电场强度和 OAM上被同时利用于信息传输,信号功率得到了复用11。因此,在 2.1 节中指出,同时采用了电场强度和 OAM 的传
98、输系统的信道容量可写为电场强度信道容量和 OAM 信道容量之和,即。其中,电场强度信道容量表示可利用 OAM 模态值复用获得的信道容量增益,而随着 OAM 模态数的增加,复用传输信道容量增益受限。而可理解为 OAM 键控传输的信道容量,由于复用传输信道容量存在边际效应,因此,当 OAM 模态数足够多时,需要选择 L 个 OAM 模态数进行功率复用的键控传输。功率复用特性意味着,可以提供无线传输新维度的量子态 OAM 涡旋电磁波具有提升传统 MIMO系统容量界至含有 OAM 维度的新 MIMO容量界的潜力。具有无线传输新维度的量子态 OAM 涡旋电磁波传输系统,在理想信道下,可以提升传统多天线容
99、量界至含有 OAM 维度的新 MIMO 容量界,非理想信道下,信道容量 EC OC EOCCC EC OC 30 也远超相应的统计态 OAM 涡旋电磁波传输系统。根据 2.2 节给出的典型的 OAM 传输系统容量区域,量子态 OAM 涡旋电磁波传输系统对应的信道容量区域被称为区域 A。区域 A 中,OAM 新维度得到充分开发,突破了传统多天线 MIMO 系统的容量限制,使得电场强度信号带宽不再成为传输系统中的瓶颈,是未来研究发展方向。相比于量子态 OAM 系统,OAM 专用天线系统只能利用宏观空域资源,与 MIMO空域资源耦合。因此,OAM 专用天线系统的信道容量不会超过传统多天线 MIMO
100、容量界,但凭借波束汇聚等赋形特性,传输速率仍优于传统阵列天线全相位面传输系统。在 LoS 环境下,其优点为可以采用 OAM 专用天线避免因信道相关造成传输信道矩阵降秩,所以比视距 MIMO 具有更大自由度,容量可以逼近传统多天线 MIMO 的容量界,相应的信道容量区域为区域 B。在量子态系统技术成熟前,OAM 专用天线系统作为统计态 OAM 涡旋电磁波束传输代表,将被广泛应用于视距信道下大容量传输场景中11。图 4-5 OAM-OFDM 收发机结构9 图 4-6 行-列 FFT 算法和二维 FFT 算法的乘法复杂度比较9 31 相比于 OAM 专用天线传输系统,全相位面接收阵列天线传输系统的高
101、阶 OAM 模态波束的发散角大,信道增益减小,对应的信道质量下降,其信道容量小于 OAM专用天线传输系统,对应区域为区域 C,相应的上界为具有反馈信道状态信息的闭环传输系统信道容量。区域 C 中的 UCA 虽因工程实现简单,算法简单且复杂度低,成为了OAM 传输技术早期代表,但作为一种特殊的多天线 MIMO 传输系统,仅在特殊条件下具有复杂度上的优势,理论研究意义和工程应用价值有限,性能上更是劣于同为统计态的 OAM 专用天线系统。相比于全相位面接收传输系统,部分相位面接收系统中,采用更高阶统计态 OAM模态值复用才有可能获得正交性,且收发端无法及时获取信道状态,进一步导致信道增益和信道容量降
102、低,对应于信道容量最低的区域 D。然而由于波束倒锥状特性,只有部分相位面接收适合于长距离传输场景,因此,区域 D 是除量子态技术外,目前OAM 长(远)距离传输的唯一可行方案。4.4 本章小结 本章主要从系统能耗、无线通信复杂度和信道容量三个方面出发,对比 OAM 与MIMO 无线通信系统。具体可以总结为三点:第一,通过分析和比较 OAM 传输容量四个区域,指出 OAM 量子态通信系统具有可超越传统多天线 MIMO 的信道容量,在未来通信领域更具发展前景。第二,OAM 传输系统能够通过专用 OAM 天线和 FFT 算法等降低收发端信号处理的复杂度,也可结合编码调制,进一步降低编译码的复杂度。第
103、三,基于 OAM 专用天线的统计态 OAM 涡旋波束传输系统能够改善视距 MIMO 信道传输环境,进而改善信道容量。在相同射频系统架构下,即能耗相同的情况下,提升传输系统的能量效率。32 第五章第五章 OAM 天线关键技术天线关键技术 在电磁波射频传输领域,统计态 OAM 涡旋电磁波起步较早,对应产生统计态OAM 涡旋波束的天线技术也日趋成熟并且方兴未艾。相比之下,量子态 OAM 涡旋电磁波技术最近才逐渐兴起,因此产生量子态 OAM 涡旋电磁波的天线技术还亟待研究和开发。本章重点论述关于统计态 OAM 的天线技术,展示产生统计态 OAM 涡旋电磁波波束的方法。5.1 传统 OAM 天线 5.1
104、.1 相位调制型 1)螺旋相位板 螺旋相位板,即 SPP,是一种原理简单的 OAM 产生方式,其基本原理为:利用平面波在传播过程中经过螺旋相位板的透射或反射,使得波束在不同方位角上获得特定的相位差,从而产生带有螺旋相位波前的 OAM 波束。图 5-1 所示为透射型螺旋相位板产生 OAM 的示意图,当平面波经过厚度随方位角为规律增长的螺旋相位板,即可产生模态为 l 的 OAM 涡旋波束,l 为 OAM 模态值。可见,螺旋相位板的厚度和模态值 l 以及波长成正比,故螺旋相位板产生的 OAM 模态不高,而且一般用在毫米波或者光频段。图 5-1 透射型螺旋相位板产生 OAM 波束示意图1 当平面波入射
105、到螺旋相位板时,会由于阻抗不匹配产生反射损耗。2015 年,浙江大学射频与光子信息处理研究所提出了一种极低反射率螺旋相位板2。该螺旋相位板根据传输线理论获得阻抗匹配情况下各点阻抗,并结合改变介质板厚度以及相对介电常 33 数两种手段实现特定位置的相应阻抗,其中介电常数的变化主要根据打孔数目以及孔径的大小来实现。相比传统螺旋相位板而言,该设计解决了因反射损耗较大造成的OAM 波束纯度恶化等问题。2)螺旋抛物面赋形天线 与螺旋相位板类似,赋形抛物面天线(即螺旋反射面天线)的基本原理是,利用螺旋抛物面天线反射面的高度差使平面波产生一定的光程差以满足 OAM 涡旋波束的相位分布特性。理论上,通过调整开
106、口处两个位置的高度差即可实现任意模态的 OAM涡旋波束,抬升高度h与模态 l 之间的关系只需满足/2hl。螺旋抛物面赋形天线是最早用于低频段 OAM 涡旋波束产生的方法,结构简单,且具有良好的聚焦特性。2013 年,Thid 研究组采用修正的螺旋抛物面赋形天线产生 l=+1 的 OAM 涡旋波束。如图 5-2,该研究组将旋转抛物面进行切割并进行抬升,引入波程差产生 OAM 涡旋波束。在实际制作过程中,开口处的空间高度差显然无法做到非常大,限制了高阶 OAM模态的产生。通过在天线表面放置同心圆环介质掩模板,增加 OAM 涡旋波束径向阶数进一步提高了赋形螺旋抛物面 OAM 天线的聚焦性。图 5-2
107、 螺旋抛物面赋形天线3 3)超表面天线 利用超材料技术产生射频 OAM 波束的方法,首先利用多层板技术设计单元结构,通过改变单元的参数使得经过该单元的透射波或者反射波的相位变化覆盖 0 到 2 的整数倍。不同参数的单元结构再按特定的相位变化规律排布形成超表面射频 OAM天线。根据获得相位变化方式不同,这类射频 OAM 天线,可以分成透射型超表面、反射型超表面等,如图 5-3所示。34 图 5-3 超表面OAM天线(a)透射型4(b)反射型5 东南大学提出了一种数字编码型的超表面,其建立了反射透射幅度编码的概念,特征在于入射的偏振,并提出了用于全空间电磁操作的新型数字超表面,在不同方向上产生了不
108、同模态的 OAM 波束。数字编码型超表面单元的相位由有限个二进制数值来组成,大大简化了计算的复杂度,产生的涡旋波仍然保持较好的螺旋相位特性,使得其具有一定的研究价值。利用超表面产生涡旋的优势在于其新颖的机制、灵活的结构设计等,结合印刷电路板工艺可以降低成本,减小体积。而且利用超表面相位调控方便,还可以结合透镜相位,减少发散;实现极化和方位角的分离。但由于超表面单元的尺寸一般在半波长左右,因此在单元结构排布的过程中相位无法做到很精细,使得基于超表面的射频OAM 天线难以产生大拓扑荷的 OAM 波束。在目前的研究中,由这种 OAM 天线所产生波束的拓扑荷(OAM 模态)都局限在1,2,3和4等小模
109、态值。5.1.2 直接产生型 1)圆环行波天线 浙江大学提出了一种基于环形行波天线的射频 OAM 涡旋波束新产生方法。在理论 35 上这种环形行波天线可视为无限多个切向偶极子的叠加,而连续源实现的结构有效解决了圆环阵列天线馈电网络复杂、天线阵元间耦合严重以及所产生的射频 OAM涡旋波束的阶数受限于天线阵元数目等一系列问题。基于该理论的新型射频 OAM 天线的实现方式多样,例如环形缝隙谐振腔天线、介质谐振腔及基片集成波导天线等678。2)圆极化微带天线 单一微带贴片天线由于其结构简单、易于实现,大大地降低了制作成本,因此在射频波段生成 OAM 方面具有较高的研究意义。单一微带贴片天线产生 OAM
110、 主要分为两种方式:第 1 种是单馈点输入,通过改变天线结构让电流在天线单元上至少能够产生 360的相位变化,从而辐射出涡旋电磁波;第 2种是双馈点输入,通过改变天线输入电流的相位差异和幅度大小使其能够满足产生涡旋电磁波的条件。其中,单馈点输入天线结果简单,而双馈点可以同时产生不同模态。2014 年,意大利尼古拉斯库萨大学 Mirko B.研究组分析圆形贴片天线的高阶模式,理论验证了能够产生任意阶数 OAM电磁波的可能性。此外,利用规则的正八边形等结构通过单点馈电也能产生不同的谐振模式从而辐射出相对应的涡旋电磁波9。3)螺旋天线 螺旋天线是环形行波天线的一种,由于其本身的非频变特性,产生的 O
111、AM波束带宽大。2015 年,浙江大学利用螺旋天线通过单点馈电使得螺旋线上的电流满足0jlII e,实现 l=3的 OAM 波束10。5.1.3 阵列天线型 1)环形阵列天线 环形阵列天线,即 UCA,是产生多模态、可调射频 OAM 波束的主要方法之一,通过控制各个单元的馈电信号来产生不同模态的 OAM 波束,主要包括偶极子天线阵列、微带贴片天线阵列、圆柱形 Vivaldi 天线阵列和单臂螺旋天线阵、喇叭天线阵以及谐振腔天线阵列等。以偶极子天线阵列为例,将偶极子天线模型均匀放置在一个圆周上,每个单元引入相同幅度但相位相差2/l N的馈电信号11。其中 l 为 OAM 的模态值,N 为阵元数。对
112、于 UCA 来说,阵元数决定了阵列能够产生的最高模态,即模态 l 与阵元数 N之间需要满足/2lN。例如,使用 8 个阵元构成的环形天线阵列,最多只能产生1,2 和3 六种模态值的 OAM 波束。且对于大模态的 OAM 波束而言,模态纯度会大幅降低,性能受到一定的影响。而且由于天线单元数的增加,天线阵元间的耦合加大 36 从而影响辐射的 OAM 波束特性。相比于螺旋相位板和抛物面赋形天线而言,环形阵列天线灵活性更高,在保持物理结构不变的情况下,可以通过调整馈入各个单元信号的相位差实现不同 OAM波束之间的模态转换。在天线集成化上,通过设计 UCA 的半径,利用天线结构的叠加形成同心环形阵列。大
113、半径阵列对应大模态 OAM 波束的产生,小半径阵列对应小模态 OAM波束的产生。激励整个同心环形阵列即可同时产生多个模态 OAM 波束用于多信道通信等应用中。而且,天线阵元技术成熟,采用高增益,极化可控的天线阵元,可以获得高性能的 OAM 波束。UCA 最大的缺陷在于,其产生的 OAM 模态数受限于阵元数。随着 OAM 模态的增加,环形阵列天线所需的阵元数量和馈电网络的复杂程度将会大幅增加。欲得到纯度较高的 OAM 波束,需要保证阵元数量足够的前提下,对各个单元的馈电相位进行精确地控制。因此,在天线整体尺寸和馈电网络设计两个方面的难度都将会大大增加。总体而言,利用 UCA 产生高质量大模态的
114、OAM 波束仍具有相当大的挑战。日本 NTT 公司设计了十分经典的高速率传输的阵列天线1213,如图 2-6 所示。其模态组成如图 5-4所示。结合 OAM 和 MIMO技术,大幅提升传输复用阶数。图 5-4 日本 NTT公司经典环形阵列天线模态组成 2)格状天线 均匀矩形阵列(Uniform Rectangular Array,URA)是传统天线阵列,其理论和实现技术都非常成熟。文献14使用阵列天线理论,通过对 MN 的均匀矩形阵列各阵元进行加权设计,使其辐射特性满足 OAM 涡旋波束。仿真模拟天线辐射图和近场分布均验证了均匀矩形阵列也可以产生 OAM 涡旋波束,相对于同口径的均匀圆形阵列而
115、言,这种格状天线在天线增益、带宽和波束扫描能力更优,但其馈电复杂。37 除了格状阵列,六边形阵列也被用来设计产生 OAM 波束。通过天线设计理论发现,这两种拓扑阵列均能产生具有螺旋相位面的 OAM 波束,但其强度分布与传统 OAM 涡旋波束的环形分布不同。3)准圆环阵列天线(QCA)澳大利亚皇家墨尔本理工大学 Fouda 等人用准圆环阵列天线(Quasi-Circular Array,QCA)产生准轨道角动量(Quasi-Orbital Angular Momentum,Q-OAM)1516,利用56 个阵元的部分波导阵列产生具有 OAM 特性的波束,实验测试结果表明,部分圆环阵列天线产生波束
116、的相位分布依然具有涡旋特性,并且波束具有特定的指向性,以部分圆环阵列的中心为起始点逆时针(正的模态)或者顺时针(负的模态)偏转 90的方向为波束的周向指向角。这些研究结果没有从天线场分布的表达式中分析这种新型涡旋波束的产生,但结果均表明,涡旋波束可以定向辐射。国防科技大学提出了一种密度加权的圆环阵列来产生 OAM 波束,所提出圆环阵列也不是传统意义上一整圈的均匀圆环阵列,而是抽取部分阵元17。5.2 多模态 OAM 天线技术 基于 OAM 涡旋电磁波以其螺旋状的相位波前传播特征,有望在短距离通信、雷达等领域带来一些新的技术革命。当前围绕 OAM 涡旋电磁波的产生已开展了较多研究,但仍有许多关键
117、的原理性问题尚未解决,这些问题将会决定 OAM 电磁波的实际应用。比如:OAM 涡旋电磁波在通信中的最大优势是其多模态特性,而已有 OAM 天线能产生的模态数量不多;OAM 波束的发散特性对接收系统带来一些致命问题,如何提高OAM 天线的作用距离?本节主要针对多模态 OAM 天线的设计及其低发散波束技术进行探讨与分析。5.2.1 多模态 OAM 微带天线 圆形微带贴片可以产生单一的 OAM 模态,为了多模态的实现,运用一端短路的环形微带贴片来产生 OAM 涡旋波束。通过环环嵌套的方式来构建多模态的特性。多模态 OAM 天线的测试相位和远场综合的方向图如图 5-5 和图 5-6 所示。可见,测试
118、的相位满足 OAM 相位分布,在方位角度上呈现与模态阶数相对应的周期性分布。OAM 波束方向图由于天线加工和装配的误差,对称性较差,但是在波束中央具有 OAM特有的零区域特性。38 图 5-5 多模态 OAM 天线相位测试 图 5-6 多模态 OAM 微带天线幅度测试 5.2.2 多模态 OAM 反射面天线 OAM 波束围绕波束轴旋转呈涡旋相位分布特性,波束中心则具有幅度零区域,OAM 辐射源的最大辐射方向与波束轴存在夹角,即扩散角;考虑辐射能量的有限性,随着传播距离的越来越大,峰值的能量密度会不断减低;同时具有完整涡旋相位分布的辐射环也会越来越大,对于使用 OAM 电磁波作为载体的系统的传播
119、距离也必然有所限制,只能在近距离应用 OAM 特性。旋转抛物面本身作为一种主瓣窄、副瓣低并且增益高的微波天线,被广泛应用于雷达、通信、航天和天文等领域中。它由一个旋转抛物面和一个馈源组成。将馈源的相位中心放置于抛物面的焦点之上即可以对于馈源的波束进行聚焦。由反射面天线的理论分析可知,单一点源在对称轴线上的纵向偏焦会对波束的主瓣产生影响,使其方向图出现凹陷等畸变。而点源的横向偏焦则会在口径面产生一个等效的线性相位差,因此其产生的波束也会相对于旋转抛物面的轴线构成俯仰的传播方向,因此也可以视 39 作具有俯仰传播角度的平面波。微带环形贴片作为一个典型的环形磁流源,将其放置于旋转抛物面的焦点上,必然
120、可以实现聚焦 OAM 波束的目的。多模态 OAM 反射面天线结构在 2.2.2 节的图 2-5 中给出,多环微带天线通过四个支撑臂和支架运用塑料螺钉固定于反射面的焦点上。测试结果表明,通过近场变换至远场的方法,可以得到各模态 OAM 的发散角可见 OAM 的扩散角确实减小并且得到了抑制。因此 OAM 通过反射面聚焦的方法由多模态 OAM 天线的实验测试得到了验证。综上,本小节针对特色(多模态)OAM天线进行探讨,基于环形微带结构,通过多环嵌套方式开展多模态OAM微带天线设计,并且运用多层板的方式将多模态馈电网络与OAM天线进行集成馈电,进行了多模态微带天线的设计、制作及测试验证。进一步地,将多
121、环微带OAM天线作反射面天线的馈源,用反射面天线纵向偏焦的方法对于多模OAM电磁波束进行了聚焦,并通过加工和实验进行了验证。此外,抛物面天线的优势在于能够汇聚 OAM 波束,并使得各个模态的发散角近似相同。对于无反射面汇聚的 UCA 天线产生的非零模态 OAM 波在近轴情况接收时按照模态的指数次方关系进行衰减。相比之下。增加抛物面天线后产生的 OAM 波使得非零阶模态在近轴接收情况下按照距离四次方衰减18。图 5-7 多模态 OAM 反射面天线测试 5.3 平面 OAM 天线技术 对于传统 OAM 波束,即传播方向沿 z 轴传播的涡旋波束,主要存在波束发散、相 40 位奇点、不同模态发散角不一
122、致等问题。因此,需要构建一些新型的电磁波束,我们称其为涡旋电磁波的新形态。这种新形态涡旋电磁波保留传统 OAM 波束的正交性和涡旋性,并针对不同应用场合的需求,有各自独特的性能,克服传统涡旋电磁波应用中的困难。5.3.1 射频平面螺旋轨道角动量(PSOAM)天线 浙江大学在 2015 年提出了平面螺旋轨道角动量(Plane Spiral Orbital Angular Momentum,PSOAM)的概念1920。对于传统的 OAM 波束,如图 5-8,是一个r 空间内的三维结构,呈圆锥形螺旋沿纵向传播;而对于 PSOAM 波束,如图 5-8(b),是一个 r、=90平面上的二维结构,在平面上
123、沿径向传播。由于相位奇点位于平面 OAM 波束中心,故在传播距离方向上不存在黑洞问题。就不同模态的复用而言,在保留了传统 OAM 波束螺旋相位、模态正交等优点的同时,不同模态 PSOAM 波束的主瓣方向均沿径向分布,即发散角均为 90,解决了不同模态发散角不同的问题。基于此可以在径向上实现多个 OAM 模态的叠加,为 OAM 复用提供了更大的可能性。基于 PSOAM 的产生方式,主要集中在环形谐振腔、圆柱共形微带天线阵列以及超表面天线等几种方式。图 5-8 波束结构示意图(a)传统 OAM 波束(b)平面 OAM 波束 5.3.2 环形谐振腔结构 为解决传统环形谐振腔笨重的问题,2017 年,
124、浙江大学提出介质谐振腔20。在空气环形谐振腔的基础上,通过在结构中填充介质来减小天线尺寸,使其满足 OAM横爬的条件,无需外加喇叭结构即可产生 PSOAM 波束。但介质谐振腔天线在自由空间中传播的径向波矢为复数,存在衰减因子,导致 PSOAM 波束在传播过程中呈现倏逝波形式,大大降低了天线的辐射效率,不利于 OAM 在中远距离通信中的应用。41 5.3.3 圆柱共形微带天线 2018年,浙江大学提出了基于巴特勒矩阵馈电网络的圆柱共形微带天线21。天线主要由一个圆柱上的八个贴片构成,通过贴片单元之间的耦合在10 GHz下实现l=0,1和 2共五个模态的PSOAM波束发射。为了同时产生5个模态的P
125、SOAM波束,设计88的巴特勒矩阵馈电网络,通过控制八个输入端口的幅度和相位同时改变8个输出端口的馈电信号,使得馈入八个贴片的信号满足多模态PSOAM波束的产生条件,最终叠加构成结构化波束。5.3.4 超表面 PSOAM 天线 针对 PSOAM 波束,研究者设计了基于梯度超表面的多模 PSOAM 波束天线22。通过控制 H 型单元结构在不同位置上的排列周期,将纵向传播的 OAM 波束转化为表面波,实现 l=3 和 l=5 四个模态的 PSOAM 波束。其中纵向传播的 OAM 波束使用环形行波天线来实现。不同于传统的 OAM 产生方法,超表面 PSOAM 天线从将传统OAM 波束转化为表面波形式
126、的角度出发,而非设计天线的产生源。因此,对于此类产生方式,仍然需要环形谐振腔等方式来产生传统 OAM 波束,系统的整体结构较为庞大,不利于多个 PSOAM 波束的叠加。且表面波转换效率低,对源天线的增益有较高的要求。此外,就通用性而言,转换结构中单元排布周期及其摆放位置需要根据转换的相关模态进行特定的设计,灵活性较低,不利于集成。5.3.5 结构电磁波天线 浙江大学将结构光的概念延伸到射频电磁波,提出将涡旋电磁波模群进行空间结构化修饰,形成“结构化电磁波束”,在特定的波束中形成复杂的空间相位和幅度分布。这种波束继承传统OAM波束的正交性和涡旋性,是一种涡旋电磁波的新形态。基于结构电磁波的理论和
127、应用工作尚处于起步阶段。关于结构电磁波的产生,尤其是定向涡旋波束的产生,已有初步报道。5.3.6 基于基片集成波导的结构电磁波天线 利用一个环形行波天线可以产生平面螺旋 OAM 波束。为了实现结构简单、可重构并能同时产生更多模态的平面螺旋 OAM 天线,利用基片集成波导技术。一个基片集成波导谐振腔可实现 2路平面螺旋 OAM 的产生,由于基片集成波导厚度较薄(仿真中介质基板厚度仅为 0.76 mm),把个基片集成波导腔叠起来,可以实现个平面螺旋OAM 波束的辐射和合成。文献23中 8 个基片集成波导腔叠起来,通过控制每个模态的初相,可以实现其在方位角向的 360度扫描。N2N 42 5.4 空
128、间结构电磁波束的构建理论及基本特点 空间结构电磁波的构建是一种新形态的波束赋形机制,与相控阵天线利用单元辐射波束在空间中某些角度相长或者相消干涉形成定向波束不同,结构电磁波的构建是利用电磁波的本征模实现电磁波束的调控。在空间域中,OAM 电磁波束具有的空间相位分布,可以作为电磁波在角向域的一组完备的正交基。方位角是周期的,与模态 l 是傅里叶变换对的关系,可以描述为:(5-1)(5-2)其中,是一个复数,代表了模态为 的 OAM 波束的幅度和相位,表示方位角域的辐射方向图。显然,方位角域的结构电磁波束可以用空间螺旋谐波作为本征基来构造。结构电磁波的横向电场方向图可以展开为空间螺旋谐波傅里叶级数
129、的形式,也就是说角向任意强度和相位分布的结构电磁波束都可以通过叠加多个不同模态的 PSOAM 波束得到,不同模态的 PSOAM 波束的幅度和初始相位由上式(5-2)计算得到。理论上,构造结构电磁波束的 OAM 模态数越多,所叠加而成的波束的辐射方向图越完备。传统 OAM 波束呈现为“甜甜圈”式的强度剖面,且中心有一个相位奇点。由于波束固有的发散性,随着传播距离的增加,能量空洞会不断增大。不同 OAM 模态具有不同的发散角,因此传统 OAM 波束难以叠加,必须通过其他手段调整 OAM 模态的发散角。前述的 PSOAM 波束继承传统 OAM 波束在方位角向的涡旋特征,并合理地规避了传播方向上能量空
130、洞问题,且发散角趋于一致,可以作为一组实际可用的方位角向的正交基集实现二维波束的重构。图 5-9展示了模态为1,2,3,4的 PSOAM 波束构成结构化电磁波束示意,左上方四条彩色曲线代表这四个模态波束方位角向的幅度分布,右上方四条彩色曲线是对应相位分布,最下面的两条黑色曲线是这四个模态的 OAM 波束等幅叠加在一起后得到的幅度具有定向增益和相位线性分布的结构电磁波束。总之,以一定策略选择多个特定 PSOAM 模态进行叠加组成模群(Mode-Group,MG),并对模群中每个模态的幅度和相位进行调控,可实现多样的方位角向波束。SOAM 具有的特点包括:方向性、涡旋性、准正交性、无畸变扫描特性等
131、。基于PSOAM 模群构建结构化波束的方法具有完备的理论指导,可以用来构建角向域具有任 njlnnFA e 2012njlnAFednjnnAA enlnAn()F 43 意形状的波束分布,为各种应用场景提供了一种全新的、实际可行的波束赋形方案。图 5-9 构造结构电磁波束的示意图 5.5 OAM 天线对齐技术 OAM 无线通信系统实际应用的一个主要挑战是系统收发端间对准问题。已有仿真实验表明即使 OAM 无线通信系统的收发端间仅存在一个很小的夹角,系统性能也会迅速下降。为解决这一问题,调研了几种适用于 OAM 通信系统的收发端对准方案24-27.5.5.1 非平行错位模对准 文献2425将收
132、发端间未对准的 OAM 通信系统划分为非平行错位模型及离轴模型两种情况,并指出任何一种收发端间未对准的 OAM 通信系统均可分解为以上两种模型。文献2425中所提及的非平行错位模型如图 5-10 所示,发送端正对准于接收端,而接收端未对准于发送端且存在单一偏转角,即Z轴与Z轴之间存在单一夹角。文献2425由 OAM 通信系统等效信道矩阵的定量表达式出发,分析了相应的 OAM 通信系统的传输性能。结果表明,当接收 UCA 对准发送 UCA 时(0),OAM 无线通信系统的物理信道是一个循环对称矩阵,此时,OAM 通信系统的等效信道矩阵是一个对角阵,这意味着系统所复用的 OAM 模态间不存在干扰;
133、当接收端未对准发送端而存在夹角时,系统的物理信道不再是一个循环对称矩阵,相应地,等效信道矩阵也不是一个对角阵。同时,系统等效信道矩阵中的非对角线元素的值会随着 的增加而增大,这意味着 OAM 通信系统的模间干扰会随着的增加而增大。因此文献2425得出结论,当接收端未对准发送端时,收发端坐标系间的夹角导致了 OAM 通信系统的模间干扰,这会使得 OAM 通信系统的信道性能下降,且 OAM 通信系统的模间干扰将随着的增加而增大。44 图 5-10 OAM 通信系统的非平行错位模型 随后,文献25中提出了一种适用于 OAM 通信系统非平行错位模型的波束调向方案,该方案能够绕过收发端间的天线对准而直接
134、实现收发端间波束方向的对准,进而解决系统容量下降的问题。具体做法为,依据非平行错位模型等效信道矩阵的表达式,在接收端设计与 有关的相位补偿矩阵,以消除等效信道矩阵中与收发端间夹角有关的相位项,进而消除收发端间夹角对系统性能的影响。随后,文献25利用数值仿真验证了所提方案的有效性。利用文献25中所提方案在接收端进行波束调向后,OAM通信系统的信道容量得到了极大地改善,已经接近于收发端间正对准情况下的信道容量,这说明的波束调向方案能够有效地消除由于接收端偏转所导致的模间干扰,改善OAM 通信系统的信道性能。5.5.2 离轴对准方案 文献2425所提及的另一种收发端间未对准的 OAM 通信系统模型为
135、离轴模型。如图 5-11所示,发送 UCA 平面与接收 UCA 平面彼此平行,但接收 UCA 与发送 UCA不共轴,即接收 UCA 的 y 轴与发送 UCA 的 y 轴不重合。由于接收 UCA 的偏移,OAM 通信系统的收发端之间也会存在一个偏移角度。与非平行错位模型类似,当接收 UCA 对准发送 UCA 时(0),OAM 无线通信系统的等效信道矩阵是一个对角阵,此时系统所复用的 OAM 模态间不存在干扰;当接收端发生偏移而使得收发端间存在夹角时,系统的等效信道矩阵是一个非对角阵,且非对角线上元素的值会随着的增加而增大,即 OAM 通信系统的模间干扰会随着的增加而增大。因此,得出结论:接收端的
136、偏移将导致 OAM 通信系统的模间干扰,这使得 OAM 通信系统的信道性能下降,且 OAM 通信系统的模间干扰将会随着接收端偏移程度的增加而增大。类似的,文献25针对图 5-11离轴 OAM 无线通信系统也提出了相应的波束调向方xxyzzDdOOOO 45 案。文献25指出图 5-11 中的离轴模型可看作是发送 UCA 与接收 UCA 同时发生偏转,因此,需要在发送端与接收端同时设计波束调向矩阵,以消除收发端间夹角对 OAM通信系统等效信道矩阵所造成的影响。此外,文献25指出,对于收发端处于任意位置的未对准 OAM 通信系统而言,其所对应的波束调向方案均可分解为基于非平行错位模型的波束调向及基
137、于离轴模型的波束调向,因此,文献25中所述的波束调向方案适用于所有收发端未对准的 OAM 通信系统。图 5-11 OAM通信系统的离轴模型 5.5.3 双夹角非平行错位对准 文献2425中所讨论的非平行错位模型的收发端间仅存在单一夹角,实际应用场景有限。幸运的是,文献27中提出了一种适用范围更加广泛的双夹角非平行错位OAM 通信模型,如图 5-12 所示,发送 UCA 正对准于接收 UCA,而接收 UCA 的位置是任意的。接收端位置的任意性将导致发送 UCA 与接收 UCA 之间存在两个夹角,即Z轴与Z轴的夹角及X轴与X轴的夹角。相比于文献2425,文献26中所提及的非平行错误模型中的接收端即
138、存在X轴方向的偏转,也存在Z轴方向的偏转,应用场景更加广泛。46 图 5-12 OAM 通信系统的双夹角非平行错位模型 随后,文献26根据 OAM 通信系统等效信道矩阵的表达式,对此场景下 OAM 通信系统的传输性能进行了定量分析。文献26表明,当收发端共轴(0)时,OAM 通信系统的等效信道矩阵是一个对角阵,此时,系统的模间干扰为零;当接收端处于任意位置(0,0)时,系统的等效信道矩阵是一个非对角阵,且其中非对角线上的元素会随着和的增加而增大,这说明系统的模间干扰会随着和的增加而增大。基于以上讨论,文献26指出,当接收端从X轴及Z轴方向发生任意角度的偏转时,收发端坐标系间的夹角和将会导致 O
139、AM 通信系统的模间干扰,这会使得 OAM 通信系统的信道性能下降,且模间干扰将会随着接收端偏转程度的增加而增大。最后,文献26针对图 5-12 所示的双夹角非平行错位模型提出了相应的波束调向方案。文献26沿用了文献25中波束调向方案的设计思路,利用收发端间的夹角和在接收端设计了波束调向矩阵,以实现 OAM 通信系统等效信道矩阵的相位补偿,进而消除对于 OAM 通信系统等效信道的影响。经过波束调向过后,双夹角非平行错位 OAM 通信系统等效信道矩阵中的非对角线元素均为零,对角线元素与波束调向前等效信道矩阵中的对角元素相等。因此,文献26所提出的波束调向方法能够完全消除由于收发端间未对准所导致的
140、模间干扰,进而大大提高 OAM通信系统的信道性能。文献26还利用仿真展示了该方案的性能。经接收端波束调向后,双夹角非平行错位 OAM 通信系统的频谱效率有了极大地改善,已接近于正对准情况下OAM 通信系统的 SE,这说明文献26所提的接收端波束调向方案能够有效地消除由于接收端偏转所导致的模间干扰,极大地改善 OAM 通信系统的信道性能。5.5.4 任意位置未对准 文献24-26中所述的 OAM 通信系统未对准模型均对收发端位置有一定的限制,实际应用场景受限。幸运的是,文献27提出了一种收发端位置更为任意的 OAM 通信0 xy0 xy 47 系统未对准模型,该模型或可进一步增大 OAM 通信系
141、统的实际应用范围。与之前的讨论类似,文献27指出,当 OAM 通信系统的接收端正对准于发送端时,系统的物理信道矩阵是一个循环对称矩阵;但当接收端处于任意位置时,收发端间的夹角会导致OAM 通信系统的物理信道是一个非循环对称矩阵,此时,系统的等效信道矩阵也就不是一个对角阵,即不同模态的 OAM 信道之间存在模间干扰。5.6 本章小结 OAM 天线作为涡旋电磁波的产生与接收装置,在整个传输系统起到关键作用。本章对 OAM 天线关键技术进行综述,方便读者对 OAM 天线具有初步且全面的理解。本章首先介绍了几种典型的 OAM 天线。根据产生机理的不同,典型的 OAM 天线可以分为相位调制型、直接产生型
142、和阵列天线型,其中相位调制型包括螺旋相位板、智能反射面等,直接产生型由行波天线、贴片天线等组成,阵列天线主要为 UCA 形式。之后,本章给出了多模态 OAM 技术的介绍,随后针对统计态 OAM 涡旋波束发散等问题,给出了多模态反射面天线技术。另外,本章还介绍了平面轨道角动量电磁波(PSOAM)天线技术,给出了几种经典的平面轨道角动量电磁波天线。实际传输中,OAM 天线非对准情况常出现,故本章还调研分析并总结了 OAM 阵列天线在非对准下解决方案。48 第六章第六章 OAM 射频关键技术射频关键技术 完整无线传输系统由基带、射频和天线等组成,其中,射频系统作为将信号馈送至天线端的部件,主要对信号
143、进行模拟域处理,是连接基带和天线的一个重要部分。本节主要分析 OAM 射频关键技术,包括统计态 OAM 涡旋波束和量子态 OAM 涡旋电磁波的射频关键技术、OAM 信道等内容。6.1 OAM 射频系统架构 射频系统可能包括混频器、放大器、移相器等。混频器主要实现信号的上下变频。放大器主要包括功率放大器和低噪声放大器,顾名思义,用于放大信号。移相器用来改变信号的相位。由于波束的发散性,目前基于 OAM 的无线通信系统研究大多工作在较高频段,如毫米波或太赫兹频段。一般情况下,由于基带信号处理采用的频率较低,因此在发射端需要混频器将基带信号从低频上变频到高频,经信号放大器和移相器改变信号的幅度和相位
144、后由天线发送到自由空间。在接收端,自由空间中的信号经由天线接收后经低噪声放大器和移相器改变信号的幅度和相位后进入混频器,再下变频到基带。其中,根据通信系统指标要求,OAM 射频部分的设计可以采用不同的系统架构和器件工艺。对于统计态 OAM 涡旋波束而言,关键射频部分在于移相网络,根据移相器的不同,可将目前的 OAM 系统架构分为两种,模拟移相架构和数字移相架构。其中模拟移相架构类似于模拟波束成型或混合波束成型,而数字移相架构类似于数字波束成型或MIMO。下文将会对 OAM 模拟和数字移相架构进行详细阐述,并多方面分析各类移相系统的性能。6.1.1 模拟移相架构 模拟移相架构是指在模拟域改变信号
145、的相位。根据 OAM 天线设计的不同,目前主要有两种模拟移相架构。其一是通过超表面上的相位单元或 SPP 实现移相功能,通过改变辐射到超表面或 SPP 的电磁波波前相位,实现具有相应模态的 OAM 信号。与单纯产生 OAM 信号的 SPP 相比,超表面结构还可以调控 OAM 的波束方向和实现汇聚波束功能。图 6-1 展示了一种基于超表面或 SPP 的射频架构。数字信号经基带模块和数模转换器生成的模拟信号,经混频器和放大器对信号进行变频和放大后传输到馈源天线,并经 SPP 或超表面产生 OAM 信号。每一条射频链路(包含混频器和放大器)连接产生一个 OAM 模态的馈源天线和相应的 SPP 或超表
146、面。文献1采用的经典模拟移相架构可以概述为发射端数据首先承载在双极化高斯波 49 束上,然后经过 OAM 起旋和合路器,最后通过同一个 SPP 模拟天线发射到自由空间;接收端使用 SPP 模拟天线接收空中信号,然后经过 OAM 解调器和下搬频,最后在基带完成信号检测。具体示例可表述为:在发射端,四种不同模态的 OAM 信号(1,3)由不同的 SPP 产生后通过合路器合成经由一个天线口径发送到自由空间中。在接收端,有两种方式对合成后的 OAM 信号解复用,一种是通过分路器将信号分成 4路,对每一路的信号采用相应的 SPP 进行模态解调;另一种方式是采用两个折射单元将不同的 OAM 模态转换成横向
147、动量,再经凸透镜聚焦到不同的位置上以用于后续信号解调。与前一种解复用方式相比,后者不会因分路器造成功率损耗。基于第一种解复用方式和综合采用 4 个 OAM 模态和双极化,该系统实现了同时传输 8 流 16-QAM 调制的数据,在 2.5 m 处通信速率达到 32 Gbps,频谱效率约 16 bps/Hz。而基于第二种解复用方式的系统,由于 OAM 的模间串扰稍大于第一种方式,仅采用 2 个 OAM 模态和双极化传输正交相移键控调制的数据,因此通信速率为 8 Gbps。基于超表面或 SPP 的 OAM 系统,未来可能的研究方向在于发送端多模高模态纯度的超表面天线和接收端多模分离天线设计,以及可重
148、构超表面。图 6-1 基于 SPP 或超表面的 OAM 模拟移相架构 另一种模拟移相架构应用于基于天线阵列的 OAM 系统中,如图 6-2 所示,通过移相器改变电磁波到达每个天线单元端口的相位,从而产生 OAM 信号。与图 6-1 不同的是,每一条射频链路后均有一个功分器和多个移相器,且每个移相器与一个天线单元相连,其中移相器用于改变天线单元端口的相位。与图 6-1类似,每条射频链路连接产生一个 OAM 模态所对应的功分器、移相器和阵列天线。通过合理地设计功分器和移相器,可以实现用一个天线阵列同时传输多个 OAM 模态,例如日本 NTT 公司通过巴特勒矩阵实现功分器和移相器的功能,在 28 G
149、Hz 频段利用 5 个 OAM 模态(0,1 和2)和 MIMO 结合传输 11 流数据,在 10 m 处通信速率 100 Gbps2。发射端 UCA no.0 传输模态 0,UCA no.1 和 4均传输上述 5个模态,而在接收端采用所有 UCA 接收信号并进行频域均衡解调。基于此架构的 OAM 系统,功分器和移相器所组成的移相网络的低插入损耗和小型化,以及和天线的集成设计是未来可能的研究方向。50 图 6-2 基于天线阵列的 OAM 模拟移相架构 6.1.2 数字移相架构 与模拟移相架构不同的是,数字移相架构中的移相器是通过数字方式实现的,如图 6-3 所示,每个天线与一个射频链路相连,并
150、且可单独工作。数字信号处理和 OAM信号生成都在基带部分实现。基于此结构,日本 NEC 公司展示了 E 频段的 OAM 演示系统,同时传输 8 个 OAM 模态,符号率 115 Mbaud,采用 256 QAM 调制,传输速率7.4 Gbps,传输距离超过 40 m3。基于数字移相架构,可在 OAM 和现有 MIMO 系统的融合上进行深入研究。图 6-3 OAM数字移相架构 以上系统架构分析均以发射端为例,在接收端也可以采用类似的架构恢复信号。但是由于 OAM 波束的发散特性,在远距离传输时,需要较大的接收天线。故为了减少接收天线尺寸,可以在接收端采用数字移相架构检测部分面的信息用于恢复信号。
151、文献4采用喇叭天线接收 OAM 信号并进行插值算法处理产生虚拟旋转效应,将不同的OAM 模态映射成不同的频率偏移。由于 OAM 在收发端不共轴不对准时会产生模间串扰,故在非固定点对点 OAM 传输时,可采用数字移相的架构动态调整发送端 OAM 的 51 波束方向和接收端的相位补偿以实现轴对准。相较于数字移相架构,模拟移相架构在改变相位灵活性上欠佳。总而言之,本节根据模拟移相和数字移相共给出三种实现 OAM 的射频架构,其一,通过采用 SPP 或超表面实现波束起旋,系统实现复杂度较低,功耗也较低,但是功能较少,在灵活性上欠佳,主要的难点在于 OAM 超表面天线的设计;其二,通过采用模拟移相的方式
152、馈电天线阵列单元,在系统实现复杂度、功耗、性能和灵活性与其他两种架构对比均属中等水平;其三,采用数字移相架构的性能和灵活性均优越于其他两种架构,但是系统实现复杂度和功耗也是在这三种架构中最高的。值得注意的是,上述分析的三种射频架构的基带模块中数据流和 OAM 模态可以是一一对应或具有一定的映射关系。6.2 量子态 OAM 涡旋电磁波射频关键技术 相比前一节射频系统中的统计态 OAM,本节主要介绍涡旋电磁波的另一种形态,量子态 OAM 涡旋电磁波的射频技术。第二章已经指出,这种涡旋电磁波由含有内禀OAM 的电磁波涡旋量子组成,其物理量纲和电场强度的物理量纲线性无关,因此具有独立的物理新维度。涡旋
153、微波量子的内禀 OAM 不为零,可以通过波束赋形形成量子态OAM 波束(其波束也可以具有一定的外部 OAM)。涡旋微波量子在与目标作用时展现出与平面波微波量子迥异的特性,在无线传输、雷达探测等领域具有公认的开发潜力。量子态 OAM 涡旋电磁波不能采用传统天线(阵列)产生,需要通过回旋管等专用装置产生和检测涡旋电磁波量子所携带的内禀 OAM 模态。回旋管能够产生高峰值功率及高平均功率,且具有较大带宽,利用高功率回旋管作为辐射源产生的量子态 OAM涡旋电磁波,其波束窄、分辨率高、能量密度高,对于超远距离宽带通信具有极强优势。传统发射电磁波 OAM 都是以天线阵列的方式产生,受辐射选择定则限制,不能
154、直接将高阶内禀 OAM 传递辐射至电磁波当中,而量子态 OAM 涡旋电磁波发射装置利用相对论回旋电子可以破坏选择定则,自发辐射出涡旋微波量子。由于角动量守恒,OAM 能从回旋运动的电子传递到电子辐射的电磁波量子上,产生量子态 OAM 涡旋电磁波。发射装置基本构架如图 6-4所示,利用回旋管输入耦合器输入信号,通过高速回旋电子产生高阶涡旋微波量子调制信号,相对论回旋管电子辐射的涡旋电磁波具有丰富的频率,通过电磁波模式选择器可以选择所需的涡旋电磁波频率。波束赋形发射天线将波导中的导行电磁波转换成自由空间中传输的电磁波并向外辐射,这种天线既可以将量子态OAM 涡旋电磁波赋形为具有螺旋波前的电磁波,也
155、可以赋形为不具有螺旋波前的电磁波,但是不影响 OAM 涡旋微波量子特性。52 图 6-4 回旋管发射装置基本构架 6.3 OAM 射频关键器件 6.3.1 器件工艺 由于 OAM 信号传输对直视径的依赖性和波束发散性造成对收发天线口径的要求,基于 OAM 无线传输的研究大多工作在毫米波频段。同其它毫米波系统类似,目前可采用 的 器 件 工 艺 包 括 氮 化 镓、砷 化 镓、硅 锗 芯 片 和 互 补 金 属 氧 化 物 半 导 体(Complementary Metal Oxide Semiconductor,CMOS)等技术。目前比较常用的是将射频器件安装在天线背面,以提升系统的集成度。由
156、于毫米波的频率较高,波长较短,芯片的封装尺寸是一个重要的考虑因素。此外,根据不同的应用对天线单元数目和辐射功率的要求,需要选择相应的集成度和工艺。如图 6-5所示,当传统毫米波波束成型天线等效各向辐射功率(Effective Isotropic Radiated Power,EIRP)为 60 dBm 时,随着天线数目的增加,天线增益呈线性增加,因此所需放大器的输出功率会相应降低。在半导体技术选择上,当天线数目较低时,可以在射频前端采用高功率但低集成度的技术,如氮化镓和砷化镓,而当天线数目较高时,可以采用低功率但高集成度的硅技术。另外,为了实现 OAM 天线的主波束方向实时、准确地指向用户,可
157、选方案是基于多波束的固定天线阵,在任意方向需要时,天线阵都可以产生相应方向的波束。由于不需要复杂加权处理和计算,利用巴特勒移项网络被认为是实现这种天线阵的最佳技术,在保证一定测向精度的前提下可以简化天线结构,降低安装成本,提高工程实用性。在具体工艺中可以采用基片集成波导实现,毫米波波段基片集成波导比微带线损耗更小,相比金属波导又更易于集成。尽管如此,在实际应用中,具体技术的选择还要综合考虑直流功耗、安装复杂度等其他因素。53 图 6-5 60 dBm EIRP 的传统毫米波天线所需发送端功率、天线尺寸和半导体技术选择之间的关系5 6.3.2 巴特勒移相网络 在模拟架构中,移相网络是实现 OAM
158、 的一个重要器件。巴特勒(Buttler)矩阵作为功分相移网络,由一系列耦合器和移相器组成,可以使天线阵列具有均匀分布,并通过切换各阵元输入实现输出端口的相位差。除前一节所述,根据需要改变天线阵列方向的优势,巴特勒矩阵还可以同时产生多种相位梯度,进而实现 OAM 信号的复用。如图 6-6 所示,日本 NTT 公司采用 516 的巴特勒矩阵激励具有 16 个天线单元的阵列实现同时辐射 5个 OAM 模态。图 6-6 天线阵列测试实验 54 6.3.3 其他移相网络 除巴特勒相移网络,还可通过其他方法实现相移功能。文献6采用罗特曼(Rotman)透镜激励一个圆形阵列产生 5 个 OAM 模态。文献
159、7利用微带延迟线组成的一个馈电网络激励对应的圆形阵列产生 1个 OAM 模态。其中,通过基于传输线的馈电网络较难实现通过一个阵列天线同时产生多个 OAM 模态。6.3.4 技术挑战 统计态 OAM 涡旋波束具有发散特性,随着模态的增加,涡旋波束发散角也随之增加,因而在全相位面接收时接收信号的强度随着模态的增加而变低。即使部分相位面接收可部分解决波束发散问题,但毫米波信号的高路径损耗给 OAM 信号的远距离传输带来困难。通过增加发射功率是一个解决途径,因此需要改善功率放大器的直流功率效率和提升其输出功率。另外,移相器的插入损耗和分辨率也会影响到 OAM 的系统功耗和模态纯度。统计态 OAM 涡旋
160、波束传输系统工作在毫米波或更高频频段,目前的难点和机遇在于高集成度、低损耗、高效率和宽带的器件工艺。在移相器方面,实现在一定带宽上且相位保持不变的移相器件也是一个重大的挑战。6.4 OAM 信道 6.4.1 对准 OAM 信道模型 采用 UCA 阵列,发送端与接收端平行且相互对准。此时,OAM 通信系统的等效信道矩阵OAM()kH是一个对角阵,这意味着所复用的 OAM 模态间不存在干扰。对对准OAM 点对点无线通信系统的等效信道容量进行仿真,并与传统 MIMO 通信系统的传输速率进行对比。当接收端正对准于发送端时,OAM 通信系统所复用的各模态间不存在干扰,此时系统的信道容量达到最大值。并且,
161、OAM 通信系统的容量曲线与MIMO 通信系统的容量曲线完全重合。6.4.2 非对准 OAM 信道模型 1)基于单一角度的非对准 OAM 信道模型 基于单一角度的非对准 OAM 通信系统的非平行错位和离轴模型如图 5-10 和图 5-11 所示89。由于接收 UCA 的倾斜和偏移,OAM 通信系统的收发端之间会存在一个偏移角度。此时,系统的等效信道矩阵是一个非对角阵,且非对角线上元素的值会随着的增加而增大,即 OAM 通信系统的模间干扰会随着的增加而增大。55 2)基于二维角度的非对准 OAM 信道模型 双夹角非平行错位 OAM 通信系统模型如图 5-12 所示1011。发送 UCA 正对准于
162、接收 UCA,而接收 UCA 的位置是任意的。接收端位置的任意性将导致发送 UCA 与接收 UCA 之间存在两个夹角和。此时,信道等效矩阵OAM()kH是一个非对角阵,且OAM()kH中的非对角线元素会随着和的增加而增大,这说明系统的模间干扰会随着和的增加而增大,如参考文献10所示。3)基于三维角度(收发端均为任意位置)的非对准 OAM 信道模型 文献11提出了一种收发端位置更为任意的 OAM 通信系统未对准模型。该模型中接收端相对于发送端同时存在X轴方向及Z轴方向的偏移,接收端X轴方向的偏移将导致收发端之间存在夹角,而Z轴方向的偏移将导致收发端之间存在夹角;此外,接收端还相对于发送端存在X轴
163、及Z轴方向上的偏转,这将导致接收端与发送端间的偏转角x及y。收发端之间的夹角,x及y会导致 OAM 通信系统的物理信道是一个非循环对称矩阵,此时,系统的等效信道矩阵也就不是一个对角阵,即,x及y会使得不同模态的 OAM 信道之间存在模间干扰。6.5 本章小结 本章主要从射频系统和信道方面对 OAM 技术进行了分析。针对目前主要有两类统计态 OAM 涡旋电磁波射频方式,即基于模拟移相网络和数字移相网络的架构,就系统复杂度、功耗和性能方面给出了对比分析。基于该对比分析,给出 OAM-MIMO 结合的射频设计方案。另外,给出量子态 OAM 涡旋电磁波射频关键技术的系统架构,并详细说明了回旋管作为辐射
164、源的机理和优势。之后分析了对准和非对准情况下 OAM信道模型。最后展望 OAM 射频系统未来的研究方向。小型化、高集成度、低功耗和高效率代表 OAM 射频技术的发展趋势。56 第七章第七章 OAM 基带算法关键技术基带算法关键技术 无线通信系统的基带算法主要包括编码和调制,OAM 基带算法本质上是构建含有OAM 维的欧氏空间,并在该空间中提出优化的编码、调制等传输方法。本章首先介绍OAM 欧氏空间理论;然后分别给出几种典型的 OAM 编码和调制方法;最后针对实际传输时涡旋电磁波的扩散和畸变问题,以及非视距传输下的信道干扰问题,给出具体的基带算法关键技术。7.1 OAM 欧氏空间理论 传统欧氏空
165、间由时域、频域、空间域等电场强度所定义,其限制在高维一阶张量中,即矢量空间。而 OAM 新维度的引入,其物理意义在于将扩展原有信号正交域之间的欧氏空间,增加了张量模型的阶数,需要在高维多阶张量模型中重新定义欧氏空间。OAM 域的引入将原来的数字调制二维星座空间扩展到由 OAM 模态与数字符号构成的联合三维星座空间1617,或者更高维空间(比如进一步结合空域的多天线调制)。具体地,OAM 可以作为独立正交维度、非独立正交和非独立非正交的三种情况。统计态OAM 涡旋波束的欧氏空间由传统域(时域、频域、空间域等)中的电场强度信号决定,而具有独立和正交维度的量子态 OAM 涡旋电磁波传输则可以定义更大
166、的欧氏空间。7.1.1 OAM 作为独立且正交维度 目前以电磁波为基础的无线传输有多个维度,如电场强度 E,磁场强度 H,线动量 P,角动量 J,其中角动量 J 包含自旋角动量 S 和轨道角动量 L 等等。但到目前为止,只有电场强度 E 这个物理量被用在无线传输检测当中。这主要是因为,现有的无线通信架构采用的是天线,仅仅测量电磁波的电场强度 E,进而检测在 E 上衍生的独立自由度(Degree of Freedom,DoF)的量:时域、空域、频域、码域等。通常来说,独立的物理量 E 可在频域、码域和功率域中开展独立同时检测,形成独立并行信道。举例来说,假设在 E 可独立检测复用的 N1个正交频
167、域、N2个正交码域和 N3个功率域。同样地,OAM 也可独立检测复用的 N4个正交频域、N5个正交码域和N6个正交的 OAM 模态。两个独立物理量 E 和 L 可在频域和码域中开展独立复用检测。而在时域、空域上 OAM 能否复用取决于是外部 OAM,还是内禀 OAM。假设时域和空域分别含有 N7和 N8正交分量,则在一个传输轴向可检测 N7N8个独立分量。即引入了 OAM 独立物理量之后,传统信号检测的资源域扩展到 8 个。考虑可以在三个轴上同时检测,根据 DoF 的定义,独立的轨道角动量 L 与电场强度 E 结合的张量在时域、空域、频域和码域中的 DoF可以被计算为 1,2,3i 57 (7
168、1)量子态 OAM 涡旋电磁波需要 OAM 传感器而不是传统天线检测,可构成独立的新维度。由式(71)可知,轨道角动量 L 与电场强度 E 结合的张量模型包括个自由度,即构成个独立信道。假设每个自由度由变量表示,该情况的欧氏空间可以由自由度范围内各域分量组成的个元素表示为 (72)其中,表示张量资源模型中的检测分量。7.1.2 OAM 作为非独立正交维度 由传统天线产生的 OAM 波束是统计意义上的涡旋波束,其 OAM 来源于大量全同粒子构造出的螺旋相位面,此波束被定义为统计态 OAM 波束。此时定义的 OAM 与空域紧耦合,是一个非独立的正交维度。一般电磁波由传统天线接收,而传统天线只能检测
169、电场强度。由于 OAM 维度的非独立性,需要采用全相位面共轴接收,通过天线检测电场强度 E 来获取 OAM 维度信息。这时在 E 可独立检测 N1个正交频域、N2个正交码域、N3个功率域和 N6个正交的 OAM 模态,由于此时只存在 E 一个实质检测的物理量,可在天线上 N7个时分复用和 N8个空分复用信号,则一个轴上独立检测的独立分量有 N1N2N3N6N7N8。此时 OAM 的引用,使得传统信号检测的资源域扩展到 6 个。考虑可以在三个轴上同时检测,则根据自由度的定义,的自由度计算如下:21236783N N N N N N(73)此外,如果包含个自由度,该情况的欧氏空间可以由自由度范围内
170、各域分量组成的个元素表示为 (74)7.1.3 OAM 作为非独立非正交维度 当 MIMO 天线阵长距离接收 OAM 波束时,MIMO 天线阵只覆盖了整个 OAM 涡旋波束相位面的一小部分,可视为隐藏在正交域中的自由度。对于长距离传输,天线只能测量 OAM 波束的部分相位面信息,例如 OAM 映射到第二频域18,以及映射到空域来检测 OAM 信息。此时,很难正交地分离 OAM 模态。因此,OAM 被映射到每个传统域的检测中。这时在 E 上可独立检测 N1个正交频域、N2个正交码域、N3个功率域、N7个时分复用和 N8个空分复用信号,则一个轴上可以检测的独立分量有12378N N N N N。信
171、号检测的资源域还仅限在传统的频域、码域、功率域、时域和空域等5 个资源。根据自由度的定义,的自由度计算如下 8113jjN11isis11112,.,s ssSis1,2,3i ieie222212,.,s ssSie 58 3123783N N N N N(75)那么,含有个自由度,则欧氏空间可以表示为 (76)7.2 OAM 网格编码 OAM 电磁波在解决传输问题之后,若将其应用到通信中就需要研究其数据调制方法,即:如何将符号调制到 OAM 模态上进行通信。首先,OAM 作为电磁波的一种新参量,可以根据基带符号改变每次发送的 OAM 模态实现信息传输。这种调制方式称为OAM 模态键控调制,
172、即:发射端将 OAM 模态作为调制星座点,将基带符号映射到不同的 OAM 模态,接收端通过检测 OAM 模态恢复发送的符号。其次,既然 OAM 模态和常规星座调制方式都可以实现数据调制,因此可以联合两种调制方式,提高频谱效率。此外,为了提高通信性能,需要设计相应的信道编码,降低通信误码率。近些年来提出了将 OAM 模态作为调制星座点运用到无线通信,即:将信源符号映射为一个 OAM 模态。接收端采用两阵元的天线阵列通过计算两阵元接收信号的相位梯度检测估计发端 OAM 模态值。这种相位梯度的接收方法可以采用多阵元方法进一步提高检测性能。虽然,当接收端检测的相位面中心与发端天线中心对准时,误码率性能
173、可以得到改善,但是当收发不共轴时,系统性能将随着轴心偏离程度急剧下降,同时,仅考虑将 OAM 模态作为星座点进行调制的效率并不高。由于数字调制星座点和 OAM模态都可以构成星座空间,单独考虑其中一种星座调制势必降低效率。将两种星座放在同一空间中必定会提高效率。因此,针对 OAM 星座调制,为了进一步提高效率,将标准数字调制星座和 OAM 模态调制星座放在同一个星座空间中进行联合调制,即:将信号源符号映射为一个由 PSK 相位或 QAM 幅相点和 OAM 模态构成的联合星座空间中的星座点19。同时,对联合星座空间运用网格编码,进一步拉大星座点之间的欧氏距离,提高系统误码性能。详细见图 7-1。i
174、e33312,.,s ssS 59 图 7-1 16 进制 OAM-QAM 联合调制编码示意图16 对于 OAM 模态与 QAM 联合调制,由于 QAM 本身即是二维星座,因此对于QAM-QAM 的联合调制,可以分成多层由正四面体构成的同心圆。最外层是一个由四个星座点构成的正四面体,该正四面体的内切球与正四面体每个面的切点构成第二层正四面体,依次类推即可得到不同数量星座点的 OAM-QAM 联合调制星座图。7.3 OAM 扩维编码 为解决 OAM 的 UCA 天线方案中多天线联合解调的高计算复杂度问题,以及收发端不共轴情况下的 OAM 模态间干扰问题。提出一种基于扩维干涉码的电磁波 OAM 传
175、输方法及系统,该系统简化了 OAM 的 UCA 天线方案中接收机结构,提高了接收端信噪比,实现了多用户传输,并且大大抑制了收发端不共轴情况下的模态之间干扰问题。传输系统分为发射端和接收端,发射端由数据产生模块、数据串并转换模块、干涉码扩维模块、OAM 模态选择模块和 OAM 发射天线模块,可以共轴产生多个模态的OAM 电磁波,不同模态的 OAM 电磁波在空间传输时相互正交,信号的能量主要集中在主波瓣形成的圆环内,并且多个模态正交的 OAM 相位面也在圆环上均匀分布,本节设计的发射天线使得不同 OAM 模态波束最终汇聚到收端的同一环形截面上。采用 UCA 天线的 OAM 传输方案,被认为是一种高
176、频谱效率的有效视距 MIMO 方案。然而,多天线联合解调需要对多天线信号进行处理,造成接收机解算的复杂度增加。采用 OAM 接收机结构的 MIMO 方案为了克服模态间的干扰,需要引入复杂的干 60 扰消除机制,无法进行多用户传输。在发送端和接收端阵列天线之间的不共轴情况下,模态间干扰尤为突出。因此在本节中创新性地提出了基于扩维干涉码的电磁波 OAM传输方法与系统如图 7-2 所示,采用干涉码在多路复用同时传输的不同模态上扩展20。由于干涉码的正交性,最终发射的 OAM 波束自干涉形成空分波束,波束能量集中在一个方向上,可以很容易地被 UCA 中的相应天线接收到,提高了接收端信噪比(Signal
177、-to-Noise Ratio,SNR),简化了接收机结构。此外,该方案不需要考虑模态间干扰,并且空分波束可以分配给多个用户形成多用户 OAM 传输方案。图 7-2 基于多环 UCA的载波干涉码的 OAM 传输系统架构20 在 OAM 扩维中可以使用载波干涉码(CI 码)的波束形成方法,随着 OAM 模态数目复用的增加,波束形成的波束角也相应减小。定向波束中,通过在主瓣方向放置接收天线,可以获得最大能量21。同时相邻信道干扰也将减小。7.4 OAM 索引调制 传统方法实现正交分离过程是基于全相位面积分,或者离散采样加权近似实现的,而随着传输距离的延长,在有限的空间内只能获得部分相位面信息,此时
178、传统方法已经很难保证所有 OAM 模态都能够正交分离。也就是说,此时 OAM 已经退化为部分接收相位面上一种非正交的物理量。而如何在这种非正交条件下实现 OAM 模态准确检测和数据映射,已经成为实现 OAM 长距离传输的关键,OAM 可以采用索引调制星座映射的方式,如图 7-3所示。在 2016 年,清华大学航电实验室第一次提出了变换域的思想,其实质是根据多普勒频移原理实现 OAM 模态的准确检测。基于这一思想,相继设计了机械旋转 OAM I型和虚拟旋转 OAM II 型接收方法。其中机械旋转 OAM I 型接收方法通过在发射端进行物理旋转,使得发射 OAM 波束具有角多普勒变化18。61 图
179、 7-3 传统频域和第二频域(索引域)的相互关系图18 传统频域和第二频域(索引域)的相互关系如图 7-4 所示,在第二频域中,不同OAM 模态或者组合模态可以和虚拟内插谱线形成一一映射的关系,因此通过检测在接收端索引域中出现了哪根谱线,即可确定发射端传输了哪一种索引调制符号22。这种采用 OAM 索引调制来传输数据的方式并不受限于接收相位面的大小,即使在部分相位面上也可以建立基于 OAM 的索引信道。从本质上讲,OAM 索引映射方案既可以用特制的 OAM 传感器来区分不同 OAM 模态,同时也可以采用传统天线进行接收,此时是将 OAM 这个新自由度映射到其他域进行间接测量,从这个角度来说,用
180、天线阵测量OAM 其实是一种 OAM 到空间域的映射关系。进一步分析,除了对空域的映射以外,OAM 还可以对其他域形成映射,例如通过虚拟旋转算法同样可以在“第二频域”构建不同谱线,与不同 OAM 模态建立一一映射关系。因此,OAM 实际上可以通过不同映射关系映射到不同的变换域进行测量,每一种映射都是一种特殊的数学变换函数,而所有这些映射函数构成的集合统称为 OAM 索引域,而索引调制可以被认为是建立在某一种 OAM 索引域上的数据调制关系。构建 OAM 索引域的方法很多,不同方法实际上对应的是不同的映射函数系,而相同的索引域甚至也可以通过不同映射函数得到,从而形成了错综复杂的信号空间。OAM
181、映射到索引域的映射方法是多种多样的,因此OAM 的索引域也可非常大,为以后基于 OAM 的各种调制技术提供巨大研究空间。62 图 7-4 OAM索引调制星座映射23 7.5 OAM 预编码 OAM 在实际应用中存在着许多需要研究的问题,例如:如何解决携带 OAM 的电磁波在空间传输过程中的扩散和畸变,如何构造合理数学模型来描述传输距离并实现低复杂度的信道建模,如何设计发送与接收天线拓扑来获得更大的信道容量,如何设计高效的发送端预处理算法及接收端检测算法等。本小节主要分析模态选择对波束的影响、非对准情况下通过匹配波束降低模态间串扰的方法、单模态环间预编码方法。7.5.1 单模态预编码仿真分析 在
182、传输单模态情况下的预编码设计方案中,主要分为基于特定波束形状和基于性能优化设计两类设计思路,显然,在收发天线数目不同时,模态正交性仍然成立。在发送天线数足够大情况下,在接收侧做 IDFT 变换后,模态正交性可以很好满足。而接收天线数较小时,会出现一定的模态间干扰。仿真表明:为了实现最大容量,可以选择匹配滤波预编码;为了实现能量集中,可以选择特定 LG 波束;通过 UCA 产生的涡旋波束容量非最优;通过单模态和多模态发送预编码设计能够优化 UCA 传输下的信道容量。7.5.2 非对准下 OAM 模态选择预编码 UCA 可以用来生成 OAM 波束,只需通过 DFT、IDFT 馈电网络便可实现 OA
183、M 的 63 调制与解调。而基于 UCA 的 OAM 通信系统要求收发端阵列保持对准,一旦收发端阵列未对准,就会产生能量损失及模态间干扰,从而导致 OAM 系统传输性能的显著下降。方位角与俯角对应不同的 OAM 波束方向,通过改变波束偏转向量中的方位角和俯角可以控制波束的发射方向。通过波束扫描的方式可以获得最佳收发匹配波束,利用匹配波束进行通信能有效解决由于收发端阵列非共轴带来的系统性能下降问题。可以通过检测参考信号接收功率(Reference Signal Receiving Power,RSRP)来确定最佳匹配波束。发射端通过遍历既定方向的波束来实现波束扫描。接收端用某一固定接收波束接收信
184、号,选择 RSRP 值最大的发送波束作为最佳的发送波束。然后发送端在该波束方向上多次发送参考信号,接收端则利用不同的接收波束接收参考信号,选择 RSRP 值最大的波束作为接收波束。通过计算机仿真,得到如下结论:(1)非对准 OAM 信道会破坏模态间正交性,引起模态间干扰;(2)匹配波束方案可有效降低非对准引起的能量损失和模态间干扰;(3)随着偏角增大,即使采用匹配波束,系统传输能力仍会显著降低。因此,在非对准 OAM 通信中,通过收发端波束扫描,确定最佳匹配波束,利用匹配波束对进行数据传输可有效降低非对准引起的能量损失和模态间干扰;根据不同的覆盖范围以及通信频段可灵活选择不同的扫描波束。经过波
185、束控制后的 OAM 传输系统,各个模态的传输性能会出现差异。此时,可以选择关闭部分信道质量较差的 OAM 模态,以此来降低模态间干扰。可以将关闭模态的发射功率赋给剩余的传输模态,这与注水原理较为相似。这样可以在相同发射功率条件下,使功率得到更优分配,从而提高信道容量。7.6 OAM-OFDM 技术 很多文献有关 OAM 的讨论都局限于视距场景,然而多径信道环境会引起严重的信道间干扰,如何解决非视距信道的 OAM 无线传输是目前面临的挑战之一。文献24提出在 28 GHz 频段下由于镜面反射造成的多径能量与 OAM 的模态数紧密相关并且会引起 OAM 涡旋波束的失真,模态数越大受多径的影响越大。
186、典型的两径信道如24所示,其中反射面与收发天线轴平行。由于镜面反射对 OAM 涡旋波束会造成符号和相位反转,文献24将这种符号反转的影响模拟在系统模型中,并提出了基于全数字均匀圆阵列的OAM-OFDM 系统来解决多径问题。尽管这里提到的是两径信道,所推导的系统模型可以通过简单增加额外信道路径拓展为一般非视距多径信道模型。文献24提出使用全数字阵列和基带信号处理。传输端的基带处理将原数据流经过 64 二维傅里叶逆变换(M 点频域和 N 点空域)产生带有 OAM 波束的 OFDM 调制信号。其中 M 为子载波个数,N 为收发天线阵元个数。文中推导出基于二维快速傅里叶变换的实现方法来接收 OAM-O
187、FDM 信号,具有很高的灵活性和低复杂度。相关仿真结果表明所提出的算法复杂度与均匀圆阵列的阵元个数及子载波数相关,比传统的 FFT 算法相比,很大程度上降低了乘法运算的复杂度。7.7 本章小结 本章重点在 OAM 基带算法的分析和设计,在给出了含有 OAM 新维度的欧氏空间理论后,分别从 OAM 网格和扩维编码、索引调制、OAM 预编码和 OAM-OFDM 技术五个方面分析了 OAM 在基带传输过程中的关键技术。在网格编码的过程中,构建了OAM 联合调制星座图,在进行扩维编码的过程中通过扩维码的引入实现波束能量的调控,OAM 索引调制则是通过采用第二频域的方式进行信息传输,OAM 预编码则研究
188、了模态选择对 OAM 传输过程中信道容量的影响,非对准情况下 OAM 的模态选择和单模态环间预编码技术,最后介绍了用于非视距多径信道场景中的 OAM-OFDM 传输。65 第八章第八章 OAM 技术发展中的问题技术发展中的问题与典型应用场景与典型应用场景 目前,OAM 技术发展仍存在部分待解决问题。本章将分别从量子态和统计态OAM 涡旋电磁波传输角度出发,总结当前技术发展存在的问题,并给出 OAM 典型应用场景。8.1 技术发展挑战 8.1.1 技术发展不均匀 当前 OAM 技术研究中,存在着发展不均匀的问题。在射频无线通信中,统计态OAM 涡旋电磁波研究早,研究团队多,技术成熟度高。但统计态
189、 OAM 涡旋电磁波应用场景受限,主要应用于 LoS 信道环境。相比之下,量子态 OAM 涡旋电磁波不受 LoS信道的限制,应用场景广泛,但相关研究仍处于发展阶段,技术成熟度不高。因此,未来 OAM 研究方向应主要关注于量子态 OAM 涡旋电磁波传输技术。8.1.2 量子态 OAM涡旋电磁波产生方式复杂 不同于统计态 OAM 涡旋波束只需传统天线即可辐射,量子态 OAM 涡旋电磁波一般借助相对论状态下电子回旋辐射产生,目前多依赖于真空电子器件实现发射与接收。真空电子器件需要工作在强磁场环境中,同时需配备高压电源作为电子激励,相应产生装置的体积和功耗均较大,因此量子态 OAM 涡旋电磁波产生装置
190、的小型化与高效化是未来研究关键。8.1.3 统计态 OAM涡旋电磁波应用场景受限 高移动性和海量用户接入也是未来通信重要应用场景,而统计态 OAM 涡旋波束需要收发天线严格对正,受限于收发端位置固定的回传链路(或前传链路)。然而在移动通信系统中,终端位置不固定,OAM 技术在移动通信中挑战较大,后续研究需要采用智能反射面等技术,进一步克服收发天线对准的约束,扩大 OAM 的应用场景。目前量子态 OAM 的产生和检测装置体积大、功耗高,难以快速灵活部署于移动场景中。8.1.4 统计态 OAM涡旋波束发散 由于统计态 OAM 涡旋波束呈现中空的倒锥形,波束发散,能量集中在一个环上,且随着传输距离的
191、增大,环形波束的半径越来越大,不适用于长距离传输。此外,OAM 模态值越大,电磁波波束发散得越严重,因此可用 OAM 模态的数量相对较少。同时,未来利用太赫兹频段的网络需要更高程度的致密化,进一步导致 OAM 模态的数量不足。为了增加可用 OAM 模态的数量,需要将高阶 OAM 模态的 OAM 波束进行收 66 敛,这将是一个具有挑战性的问题。目前的潜在解决方法为采用区域中 OAM 专用天线降低波束发散角,具体方案包括:增大发送端直径,提高发送端频率,使用透镜天线聚合,部分孔径接收法等,建议后续跟踪其他聚合方案,从而将发散的能量集中接收,类似传统的波束赋形,将能量集中在某个范围。除了采用 OA
192、M 专用天线,还可以利用虚拟旋转天线等信号处理方法,在接收端进行部分相位面接收,进一步提升传输距离。具体而言,清华大学航电实验室提出的旋转 OAM 接收算法可以利用简单的计算相位差的方法检测出不同 OAM 模态的组合,进而实现了相继实现了 1 km、7.3 km、13.6 km、27.5 km 和 172 km 超远距离信息传输。8.1.5 多径效应 对于无线通信系统,由大气湍流、雨雾等传播环境造成的多径效应可能会对 OAM多路复用系统产生重大影响。对于量子态 OAM 涡旋电磁波,多径效应提供了空间分集。而对于统计态航电实验室波束,多径信道会破坏螺旋相位面的正交性,造成模态间串扰,降低信道容量
193、。经过多径反射的能量不仅可以耦合到具有相同 OAM 模态值的相同数据信道中,还可以耦合到具有不同 OAM 模态值的另一个数据信道中,从而发生信道内和信道间串扰,破坏螺旋相位面,导致接收端无法对多模态数据解复用。而且,多径反射可以改变模态,特定 OAM 波束的检测需要空间滤波器来滤除其他 OAM 波束的能量,这可能会降低反射波束的接收功率。目前对 OAM 多径效应的分析现在还处于起步阶段,有日本学者通过仿真的方法研究了单一的地面反射对 OAM 传输性能的影响,并得出结论:在选择合适的 UCA 半径的前提下,当对受到地面多径干扰的 OAM 涡旋波束用 MMSE 算法处理后,其性能下降是可以容忍的。
194、更复杂的情况以及真实场景下,比如隧道、城区等环境下多径分析目前还没有公开的分析结果。8.1.6 大气湍流影响 在实际的传输环境中,存在着大气湍流干扰。大气湍流会影响到统计态 OAM 波束的相位、能量分布,进而影响到模态间的正交性;建筑物的反射和多径的干扰更是会完全改变 OAM 涡旋波束的形态。这些干扰的存在会使得 OAM 涡旋波束的波前相位遭到破坏,无论是索引 OAM、复用 OAM 或者其他 OAM 应用形式都会受到较大影响,这给 OAM 涡旋波束在现实环境中的应用带来很大的挑战。具体而言,目前关于大气湍流对 OAM 模态影响的分析多存在于光学 OAM 中,且多是仿真研究。在射频领域,大气湍流
195、的影响分析,即大气湍流环境下的信道模型尚不清晰。67 8.2 OAM 典型应用场景 考虑到统计态?OAM 涡旋波束目前仅用于点对点视距传输,其应用主要集中在如下场景:(1)B5G/6G 基站的回传技术。面向未来 B5G 及 6G 时代快速增长的业务流量,已有运营商希望采用无线的回传方式应对 B5G/6G,而采用 OAM 技术可实现更高效和更高速的无线自回传,将会有效降低运营商的光纤建设成本和铺设难度,并且能够提高运营商网络部署的灵活度,实现基站的快速部署;(2)用户空口扩展涡旋波束。空口移动性不利于统计态 OAM 涡旋波束的对准,所以空口部分需要结合 MIMO 形成“扩展涡旋波束”,即利用超大
196、规模 MIMO 和智能反射面等,构建具有类似螺旋相位面的波束,在用户空口获得 OAM 传输能力;(3)室内高速无线传输,如智慧工业等应用场景。越来越多的智慧工厂将集成人、机、物协同的智慧制造模式,采用更大规模的智慧机器人和传感器等智能设备,且通信距离有限。OAM 复用技术在该场景下可以有效地实现人与物、物与物的全联接,对产品进行全生命周期的监控和实现更加自驱化、智能化的工业制造。(4)高速近场通信。在近场通信中采用 OAM 复用技术,可以规避远距离传输中OAM 天线的复杂度,从而具有低成本地实现高速近场通信的可能性。另外,虽然量子态 OAM 无线传输技术尚不成熟,但由于其比统计态涡旋波束收到限
197、制少,可以应用于移动通信的几乎各个环节,如图 8-1所示。图 8-1 OAM 无线传输在移动通信中的应用 68 8.3 本章小结 本章对?OAM 技术在当前应用时可能存在的问题进行总结,为?OAM 早日投入实际工程应用准备。同时,给出了一些典型的涡旋电磁波无线传输技术的应用场景,并进行了分析。给出了一个?UCA 天线产生统计态?OAM 涡旋波束并进行无线传输的示例。当然,OAM 无线传输系统不只局限于?UCA 天线。第九章第九章 总结总结 OAM 作为电磁波待开发的物理量,可构建无线传输的新维度。作为下一代移动通信中的潜在核心关键技术,OAM 将有效缓解频谱资源紧张困境,并极大满足未来信息社会
198、大容量传输需求。本技术报告旨在普及OAM无线传输新维度概念,并加深学术界和工业界对 OAM 的理解。首先简述 OAM 的发展历史与国内外研究现状;接着从 OAM 物理性质出发,重点阐述了 OAM 的新维度特性,指出了量子态 OAM 涡旋电磁波借助内禀OAM可为无线传输系统提供独立OAM新维度。相比之下,统计态OAM涡旋波束由于外部 OAM 与空域耦合,所以只能提供非独立的新维度,可作为多天线MIMO 特例处理。为进一步加深读者对 OAM 传输的理解,分别给出了具体的量子态和统计态 OAM 涡旋电磁波传输体制。从能耗和复杂度的角度,分析了 OAM 相比于MIMO 传输系统的优势。完整的 OAM
199、传输系统包含天线、射频和基带模块,因而分别给出了代表性的 OAM 天线、射频和基带关键技术。最后指出了目前 OAM 技术在大规模商用化之前面临问题,并给出了 OAM 典型应用场景。现在重新审视无线通信发展历史,从 1G 中的频分复用到 5G 中的大规模空间复用,均没有超出利用电场强度的范畴。为进一步提高传输速率和频谱效率,在进一步挖掘现在物理维度潜力的同时,需要寻找电磁波中更多的物理量,开发新资源,为传输系统系统物理新维度。针对下一代移动通信,OAM 新维度的引入理论上可以形成功率复用,即容量包含了传统电场强度信号形成的容量,也包含了 OAM 信号形成的容量。因此不仅可以超越传统多天线 MIM
200、O 容量界,形成包含独立 OAM 维度的新 MIMO 容量界,而且可以在一定程度上克服传统香农信道容量的边际效应。在实际应用场景上,OAM 技术适用范围涵盖OAM 复用传输、OAM 多址技术、OAM超窄带传输、回传链路和近场通信等领域,同时可以结合智能超表面等技术,进一步扩展应用潜力。综上所述,OAM 无线传输摆脱了电场强度资源限制,突破了电磁频谱的桎梏,为未来智能化信息化社会提供更多的可能性。69 70 参考文献参考文献 第一章第一章 OAM 技术发展现状技术发展现状 1 IMT-2030(6G)推进组,6G总体愿景与潜在关键技术R.北京,2022.2 谢翔东,何耀宇,张超.涡旋电磁波轨道角
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247、ircular array antenna(QCA)J.Scientific reports,2018,8(1):1-11.16 Fouda R M.Utilizing the Momentum in Orbital Angular Momentum:Augmented OAM induced by a /2 Aperture of Three ElementsJ.Scientific reports,2018,8(1):1-7.17 Liu K,Cheng Y,Wang H,et al.An OAM-generating method using density-weighted circu
248、lar arrayC/2019 20th International Radar Symposium(IRS).IEEE,2019:1-6.18 Wu Q,Jiang X,Zhang C.Attenuation of Orbital Angular Momentum Beam Transmission With a Parabolic AntennaJ.IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters,2021,20(10):1849-1853.19 Zhang Z,Zheng S,Zheng J,et al.Plane spiral orbital
249、 angular momentum wave and its applicationsC/2016 IEEE MTT-S International Microwave Symposium(IMS).IEEE,2016:1-4.20 Dong R,Chen Y,Zheng S,et al.Generation of plane spiral orbital angular momentum microwave with ring dielectric resonator antennaC/2017 Sixth Asia-Pacific Conference on Antennas and Pr
250、opagation(APCAP).IEEE,2017:1-3.21 Ma Q,Zheng S,Zheng J,et al.Realization of structured electromagnetic waves based on plane spiral orbital angular momentum waves using circular cylindrical conformal microstrip antenna arrayC/2018 Asia-Pacific Microwave Conference(APMC).IEEE,2018:91-93.22 Hua L,Zheng
251、 S,Yu X,et al.Transformation of OAM waves to plane spiral OAM waves based on gradient-index meta-surfaceC/2018 Asia-Pacific Microwave Conference(APMC).IEEE,2018:120-122.23 Wang X,Zheng S,Yu X,et al.A compact PSOAM antenna based on substrate integrated waveguideJ.Journal of Communications and Informa
252、tion Networks,2019,4(3):18-24.24 Chen R,Xu H,Li J,et al.Misalignment-robust receiving scheme for UCA-based OAM communication systemsC/2017 IEEE 85th Vehicular Technology Conference(VTC Spring).IEEE,2017:1-5.25 Chen R,Xu H,Moretti M,et al.Beam steering for the misalignment in UCA-based OAM communicat
253、ion systemsJ.IEEE Wireless Communications Letters,2018,7(4):582-585.26 Chen R,Long W X,Li J.Reception of misaligned multi-mode OAM signalsC/2019 IEEE Global Communications Conference(GLOBECOM).IEEE,2019:1-5.27 Cheng W,Jing H,Zhang W,et al.Achieving practical OAM based wireless communications with mi
254、saligned transceiverC/ICC 2019-2019 IEEE International Conference on Communications(ICC).IEEE,2019:1-6.75 第六章第六章 OAM 射频关键技术射频关键技术 1 Yan Y,Xie G,Lavery M P J,et al.High-capacity millimetre-wave communications with orbital angular momentum multiplexingJ.Nature Communications,2014,5(1):1-9.2 Lee D,Sasa
255、ki H,Fukumoto H,et al.An experimental demonstration of 28 GHz band wireless OAM-MIMO(orbital angular momentum multi-input and multi-output)multiplexingC/2018 IEEE 87th Vehicular Technology Conference(VTC Spring).IEEE,2018:1-5.3 NEC Corporation.NEC successfully demonstrates real-time digital OAM mode
256、 multiplexing transmission in the 80 GHz-band for the first time EB/OL.(2018-12-19)2022-04-26.https:/ 4 Zhang C,Zhao Y.Orbital angular momentum nondegenerate index mapping for long distance transmissionJ.IEEE Transactions on Wireless Communications,2019,18(11):5027-5036.5 T.Cameron.Bits to beams:RF
257、technology evolution for 5G millimeter wave radios EB/OL.(2018)2022-04-26.https:/ 6 Bai X,Liang X,Li J,et al.Rotman lens-based circular array for generating five-mode OAM radio beamsJ.Scientific Reports,2016,6(1):1-8.7 Zhao Z,Yan Y,Li L,et al.A dual-channel 60 GHz communications link using patch ant
258、enna arrays to generate data-carrying orbital-angular-momentum beamsC/2016 IEEE International Conference on Communications(ICC).IEEE,2016:1-6.8 Chen R,Xu H,Li J,et al.Misalignment-robust receiving scheme for UCA-based OAM communication systemsC/2017 IEEE 85th Vehicular Technology Conference(VTC Spri
259、ng).IEEE,2017:1-5.9 Chen R,Xu H,Moretti M,et al.Beam steering for the misalignment in UCA-based OAM communication systemsJ.IEEE Wireless Communications Letters,2018,7(4):582-585.10 Chen R,Long W X,Li J.Reception of misaligned multi-mode OAM signalsC/2019 IEEE Global Communications Conference(GLOBECO
260、M).IEEE,2019:1-5.11 Cheng W,Jing H,Zhang W,et al.Achieving practical OAM based wireless communications with misaligned transceiverC/ICC 2019-2019 IEEE International Conference on Communications(ICC).IEEE,2019:1-6.12 Chen R,Yang W,Xu H,et al.A 2-D FFT-based transceiver architecture for OAM-OFDM syste
261、ms with UCA antennasJ.IEEE Transactions on Vehicular Technology,2018,67(6):5481-5485.13 Yan Y,Li L,Xie G,et al.Multipath effects in millimetre-wave wireless communication using orbital angular momentum multiplexingJ.Scientific reports,2016,6(1):1-10.14 Alan E,Yan Y,Ren Y,et al.Orbital Angular Moment
262、um-based Wireless Communications:Designs and ImplementationsM/OL/Luo F,Zhang C.Signal Processing for 5G.Chichester,UK:John Wiley&Sons,Ltd,2016:-08-06.https:/ Ren Y,Li L,Xie G,et al.Experimental demonstration of 16 Gbit/s millimeter-wave communications using MIMO processing of 2 OAM modes
263、on each of two transmitter/receiver antenna aperturesC/2014 IEEE Global Communications Conference.IEEE,2014:3821-3826.第七章第七章 OAM 基带算法关键技术基带算法关键技术 16 Zhang C,Ma L.Trellis-coded OAM-QAM union modulation with singlepoint receiverJ.IEEE Communications Letters,2017,21(4):690693.17 Zhang C,Ma L.Trellis co
264、ded orbital angular momentum modulationJ.IEICE Transactions on Fundamentals of Electronics Communications&Computer Sciences,2016,99(8):16181621.76 18 Zhang C,Ma L.Detecting the orbital angular momentum of electro-magnetic waves using virtual rotational antennaJ.Scientific reports,2017,7(1):1-8.19 Ji
265、ang J,Zhang C.Euclidean space with quantum OAM based on tensor analysisJ.IEICE Communications Express,2021.20 Zhang C,Jiang J.Angular momentum spectrum of electromagnetic waveJ.IEICE Transactions on Fundamentals of Electronics,Communications and Computer Sciences,2020,103(4):715-717.21 张超,蒋金.基于扩维干涉码
266、的电磁波轨道角动量传输方法与系统:中国,ZL20P.20191101.22 Zhang C,Zhao Y.Orbital angular momentum nondegenerate index mapping for long distance transmissionJ.IEEE transactions on wireless communications,2019,18(11):5027-5036.23 蒋金.涡旋电磁波 OAM 维度空间和波束赋形方法研究D.清华大学,2021.24 Chen R,Yang W,Xu H,et al.A 2-D FFT-based
267、 transceiver architecture for OAM-OFDM systems with UCA antennasJ.IEEE Transactions on Vehicular Technology,2018,67(6):5481-5485.77 贡献单位贡献单位 序号序号 主要贡献单位主要贡献单位 1 清华大学 2 浙江大学 3 西安电子科技大学 4 华为技术有限公司 5 上海交通大学 6 西安理工大学 7 中兴通讯有限公司 8 小米科技有限责任公司 9 上海诺基亚贝尔股份有限公司 10 中国移动通信有限公司 11 中国联合网络通信集团有限公司 12 中信科移动通信技术股份有限公司 13 联想研究院 联系方式邮箱:COPYRIGHT2022 IMT-2030(6G)PROMOTION GROUP.ALL RIGHTS RESERVED.微信公众号